9.4 Protecting Low Voltage ADC from High Voltage Amp

+荐课 提问/讨论 评论 收藏 分享
您好!欢迎观看高精度实验室系列有关 ADC EOS 的下一个视频。 不同类型的数据转换器会使用 不同类型的内部 ESD 保护。 ADC 输入的最常见内部 ESD 保护类型是ESD 二极管, 它用于将输入端连接到正负电源。 在本视频中,我们将介绍 如何选择外部器件,以保护 ADC 输入 免受过载事件的影响。 首先让我们来看一下数据转换器规格。 绝对最大额定值表示在不损坏 器件的情况下可以施加的最大 电压和电流电平。 一般而言,您的设计应具有合理的 安全裕度,以防止器件引脚达到或超过 绝对最大额定值。 例如,如果绝对最大电源电压 为 7 伏,而正常工作电源为 5 伏, 则应尝试设计故障保护电路, 以使可提供给电源的电压 在最坏情况下也略低于 7 伏。 在某些情况下,瞬间超过绝对 最大额定值可能不会对器件 造成灾难性损坏,但会损坏器件 并导致性能下降。 此外,请注意,绝对最大额定值 将超出线性工作范围。 例如,如果线性输入范围是 0 伏至 5 伏, 则绝对最大额定值可能为负 0.3 伏 到 5.3 伏。 让器件以绝对最大额定值运行 不仅会由于超出线性区域 而导致性能下降,还会使器件面临 被损坏的危险。 我想提醒一下,输入应该受到 保护,以使 EOS 不会导致器件超过 绝对最大额定值。 此幻灯片显示了ADS8860 和 ADS9224R 的 绝对最大额定值。 造成输入绝对最大额定值不同的原因在于, ESD 二极管连接到 ADS8860 的 基准电压,并连接到 ADS9224R 的模拟电源。 在这两种情况下,用于负信号的 ESD 二极管都接地,这就是最小额定值 相同的原因。 绝对最大额定值通常比正电源 或基准电压高 0.3 伏, 比接地电压低0.3 伏,因为只要 正向电压不超过0.3 伏,ESD 二极管就会 保持截止状态。 此 0.3 伏电压会随工艺和温度不同而变化。 对于某些器件,绝对最大值 所使用的因数可能会略有不同,例如 0.4 伏。 现在,我们将重点介绍输入电流的 绝对最大额定值。 对于大多数器件,此限值为 正/负 10 毫安。 与所有最大限值一样,通常最好 将电流限制为小于 10 毫安, 以保持设计裕度。 可满足此限值的一种非常简单的 方法是使用串联限流电阻。 我们将在稍后的演示中介绍选择有关该电阻的 详细信息。 通常来说,选择使用一个大串联电阻 可以使器件更安全,并减少发生闩锁 事件的机会。 但是,这可能会影响开关电容输入 ADC 的 信号趋稳。 此幻灯片介绍了SAR ADC 的典型 放大器驱动电路。 设计该驱动电路时,涉及到 在电荷桶电路中选择放大器 带宽的问题。 此高精度实验室系列 SAR ADC 输入 驱动器设计介绍了为实现最佳性能而采取的 驱动电路器件选择方法。 总之,选择 RC 电路和放大器带宽 以确保在采集周期结束时,内部 采样保持电容器上的 电压稳定在1LSB 的 1/2。 通常,所选输入放大器电源 电压范围要与 ADC 的输入 范围匹配。 因此,如果 ADC 的输入范围是 0 伏至 5 伏, 则放大器应使用单个 5 伏单电源 并接地连接。 但是,在某些情况下,可能 需要使用具有更高电源电压的放大器。 例如,如幻灯片所示, 高压放大器可能具有特殊的特性, 例如超低噪声或失真, 这是单电源放大器无法提供的。 如果要避免此类系统出现问题, 则需要确保 ADC 的输入电压不超过 最大额定值。 在接下来的几张幻灯片中, 我们将介绍示例设计的器件选择, 并详细说明示例保护方案。 这是 TINASPICE 电路, 我们将使用它来模拟 ADS8860 SAR ADC 的 输入开关行为和 OPA828 放大器的 驱动特性。 ADC 高精度实验室培训系列 有一个完整的章节介绍了这种仿真。 稍后我们将展示该电路的测量 结果。 现在,我们暂不关注输入保护电路。 我们只确认放大器是否具有足够的带宽, 以及是否已对 RC 滤波器进行了适当的调节 以实现充分趋稳。 为此,我们将使用TINA SPICE 参数 扫描 RC 电路中的电阻, 并查看采样保持电路上的趋稳误差。 此幻灯片显示了外部 RC 电路中 不同电阻的采样保持误差。 其目的是选择一个在采集周期结束时 具有最低趋稳误差的 电阻。 采集周期的终点 用 A 游标标记,同时图例显示出了 此时的不同误差。 该设计的 1/2 LSB误差目标为 38 微伏。 检查曲线可知, 不应使用 5 欧姆电阻,因为系统会出现过冲。 从 7.5 欧姆到15 欧姆的所有电阻的 趋稳误差都小于误差目标,因此 这些电阻中的任何一个都可以正常工作。 您最初的反应可能是选择 7.5 欧姆电阻器, 因为它具有最佳的趋稳误差而不会 出现过冲。 但是,在这种情况下,我们选择使用 15 欧姆, 因为它符合误差标准,并且在限制电流方面 也是最有效的。 此幻灯片显示了我们刚刚仿真的 电路的测量结果。 根据 ADS8860 数据表, 典型 SNR 为 93dB,THD 为负 108dB。 我们刚刚模拟的电路的测量结果 超出了该典型规格。 一般来说,设计要实现的目标是 使输入驱动放大器增加最小的噪声和失真, 以使系统受到ADC 性能的限制。 此设计的下一步是添加保护电路, 并确认其对性能的影响最小化。 正如您在幻灯片上看到的,我们 在放大器和 ADC之间添加了 保护器件。 需要牢记,由于放大器具有正/负 12 伏 电源电压,并且ADC 的绝对最大输入 电压额定值为负 0.3 伏至 5.3 伏, 因此才需要此保护电路。 该电路有两种不同类型的 保护电路。 首先,只要输入电流 I2 被限制在小于正/负 10 毫安的 绝对最大额定值, 内部 ESD 二极管就有助于防止 电气过载。 电阻器 Rfil 将限制该电流。 严格地说,这些二极管只有 在超过 5.3 伏的绝对最大额定 电压后才会导通。 但是,只要输入电流被限制为 小于正/负 10 毫安这一范围,稍微超过 这个额定电压 通常不会有问题。 请注意,基准电压 可能需要 TVS 钳位,因为基准电压 可能无法同步通过 ESD 二极管的 瞬态故障电流。 第二层保护是外部二极管 D1、D2 和限流电阻 RP。 当放大器的输出摆动至正/负 12 伏时, 这些二极管将导通, 并在 D1 导通时将电压限制在大约 5.3 伏, 而在 D2 导通时将电压限制 在大约 0.3 伏。 确切的电压限值取决于二极管 D1 和 D2 的正向压降。 通常选择肖特基二极管用于 此类保护方案, 因为它们具有大约 0.3 伏的 低正向压降。 电阻器 RP 限制流入二极管的电流, 以防止损坏并最大程度地减小 正向压降。 在下一张幻灯片中,我们将更详细地 介绍如何选择二极管和外部电阻, 以实现有效的保护并将对性能的影响降至最低。 此幻灯片逐步介绍了该电路的 所有运行条件。 首先是正常运行条件。 在这种情况下,放大器的输出信号范围为 0 伏至 5 伏。 当放大器的输出大于 5 伏时, 二极管 D1 将导通。 或者,当放大器的输出小于 0 伏时, 二极管 D2 将导通。 从技术角度而言,二极管 D1 和 D2 在正向电压超过正向电压阈值 之前不会导通,因此对于 肖特基二极管来说,该值分别约为 5.3 伏和负 0.3 伏。 电阻 RP 将在故障事件期间 限制流入这些二极管的电流, 并且放大器和电阻 RB 中的 功耗会很大,具体取决于 所选器件的值。 稍后,我们将介绍该电路中使用的 器件值的计算。 如前所述,对于肖特基二极管, 二极管电压 VD约为 0.3 伏。 但是,根据流过二极管的 电流的大小, 该电压将发生变化。 例如,如果电流 I3 很大, 则二极管压降将增加。 将 VD 保持在 0.3 伏以下有助于将 VB 和 VC 保持在 5.3 伏以下。 如果 VC 保持低于 5.3 伏, 则内部 ESD 二极管将不会导通, 我们的系统也不会违反绝对最大电压规格。 如果 VB 升高到5.3 伏以上, 则 ESD 二极管将导通,因此 选择 Rfil 电阻将输入电流 保持在 10 毫安以下很重要。 综合考虑这些限制因素可知, 最明显的解决方案是为 RP和 Rfil 选择 较大的值以保护器件。 遗憾的是,这对内部 采样保持电容器的趋稳有重大影响。 简而言之,较大的 RP 和 Rfil 值 将需要更长的时间来给内部采样 保持电容器充电,因此, 压摆率会降低。 另一个影响性能的因素是肖特基 二极管的非线性电容引起的 失真。 最后,与二极管相关的泄漏电流 会引入失调电压误差。 现在,我们来看看该器件值背后的 数学原理。 在此幻灯片中,我们将介绍 该电路的器件选择背后的数学原理。 首先,让我们看一下已知的参数。 在故障情况下,放大器将输出 近 12 伏的电压,这将使二极管 D1 导通 并从放大器输出大电流。 最大输出电流受放大器短路 保护的限制。 对于 OPA828,短路电流限值 被指定为 50 毫安。 同样,ADS8860 上的绝对最大规格指定, 其绝对最大输入额定值为 负 0.3 伏和正 5.3 伏, 输入电流限值为 正/负 10 毫安。 使用此信息,让我们选择几个器件。 前面我们已经假设过肖特基 二极管的二极管压降为 0.3 伏。 如前所述,该压降幅度大小 取决于正向电流。 在故障情况下,通过肖特基 二极管的电流为放大器 50 毫安 短路电流减去流入 ADC 的 任意电流。 当放大器的整个50 毫安电流 流入二极管时,二极管会出现 最糟糕的压降。 本示例中使用的 BAT54 二极管在 50 毫安时产生 0.42 伏的压降。 我们将在下一张幻灯片中展示 如何使用二极管曲线来确定基于其正向电流的 二极管压降。 对于此电路,正 12V 放大器输出 将被限制在VB 到 5.42 伏, 负 12V 输出将被限制在 负 4.2 伏。 当输出为负 12 伏时,RP 两端将出现 最大电压。 让我们在 50 毫安电流限值下使用此条件来 选择 RP 的值。 将电阻器电压除以 50 毫安的 短路限值可将RP 的最小值设置为 232 欧姆。 类似地,可以计算 Rfil来限制 ADC 输入电流, 使其小于 10 毫安。 由于 Rfil 两端的压降相对较小, 因此 12 欧姆的最小电阻 足以限制ADC 输入电流。 最后一步,我们将电阻值 四舍五入到标准值。 现在,让我们仔细看一下二极管曲线。 下面是所选的几种不同二极管。 让我们看一下所有参数,并确定哪种二极管 最适合该应用。 首先,此应用要求我们 决不能超过反向击穿电压。 由于放大器电源电压为正/负 12 伏, 因此施加到二极管的最大反向电压 可高达 12 伏。 较好的做法是确保反向击穿 额定值至少是施加的反向电压的两倍, 或在本例中为大于 24 伏。 对于正向电压,理想情况下我们需要尽可能降低压降。 我们还需要低泄漏电流,因为当泄漏 电流流过源阻抗时,它将转化为 失调电压误差。 我们还需要低电容,因为电容是非线性的, 会引入失真。 最后,在本示例中,我们需要确保 二极管能够支持最大正向电流, 该电流是放大器的50 肖特基短路电流。 综合考虑所有这些因素, BAT54 是最好的选择。 完成二极管选择后,将需要使用 正向电流与电压的关系曲线 来确定故障条件下的二极管压降。 您可能还记得,在器件选择部分 我们讲过放大器的短路电流为 50 毫安。 假设在所有流过二极管的电流 均为最糟糕的情况,则可以使用这些曲线 来确定故障条件下的正向电压。 这里要注意的一点是,不同二极管 制造商所生产的同一器件的规格 可能会略有不同。 在这里,我们来看一下来自两个不同制造商的 BAT54。 请注意,在相同的测试条件下,制造商Diodes Inc. 的正向压降规格 略优于 ST 器件。 对于此参考设计,在器件选择计算中 使用了 Diodes Inc.二极管的 0.42 伏 压降。 在正常工作电路条件下, 当放大器输出为 0 伏至 5 伏时, 肖特基二极管将反向偏置。 例如,如果放大器输出为 0 伏, 则二极管 D1 的反向电压为 5 伏。 使用二极管数据表中的曲线, 可以确定 5 伏反向电压下 25 摄氏度时的反向电流约为 60 毫微安培。 该电流将流过 200欧姆的串联电阻, 产生 12 微伏的失调误差。 从该曲线可以看出,反向电流将随 温度和反向电压的变化而变化。 在故障情况下,放大器的输出电流 可能很大。 因此,放大器和串联电阻的功耗 也可能会很高。 对于电阻器,最重要的是选择 正确的额定功率, 以免损坏电阻器。 当放大器的输出为负 12 伏时, RP 会发生最糟糕的功率耗损。 RP 两端的电压为负 12 伏 减去负 0.42 伏的二极管压降, 在此示例中为负 11.58 伏。 通过计算可得出,通过 RP 的电流 约为负 38.6 毫安, 该值小于短路电流限值。 然后可以计算出, 电阻器消耗的功耗为 371 毫瓦。 通常就经验而言,建议将电阻器的 功率规格增加一倍,以便在整个 温度范围内保持裕量,因此 1 瓦的 额定功率对该电阻很适用。 遗憾的是,1 瓦额定值的电阻, 体积会相当大且成本可能很昂贵。 稍后,我们将研究另一种方法 来缓解这一问题。 在研究这种方法之前, 让我们使用 TINA SPICE检查该电路的 测量性能。 这是我们刚刚为其选择器件值的 电路的 TINA SPICE 仿真模型。 此类仿真的目的是确认采样保持 电容器两端的电压 在采集周期结束时 稳定在 1/2 LSB。 在本示例中,我们以每秒 1 兆采样率 运行 ADS8860, 此采样率的指定采集周期 为 290 纳秒。 在本例中,趋稳目标为 1LSB 的 1/2, 即 38 微伏。 仿真结果表明, 该方法的趋稳误差为 97 毫伏,与 38 微伏目标相比, 结果是非常差的。 造成趋稳误差较差的主要原因 是使用了 249 欧姆大电阻 RP。 该电阻为采样保持电路的充电 创建了一个长期常数。 让我们看一下测量结果。 这是上一张幻灯片上电路的 测量结果。 注意,许多谐波是由于较差的趋稳 而产生的。 将测得的 THD和 SNR 与数据表 规格进行比较, 您会发展系统性能会出现 大幅下降。 本幻灯片重点介绍了大串联 电阻的问题。 红色曲线表示RP 为 0 且二极管 从电路中移除时的电路趋稳时间。 在这种情况下,放大器能够 在采集时间段内对内部采样保持 电容器进行完全充电。 绿色曲线表示添加 RP 和 肖特基二极管时发生的情况。 在这种情况下,大串联电阻使得 采样保持电容器无法在采集 周期结束之前进行完全充电。 解决此问题的方法之一是延长采集时间。 这可以通过降低采样率来完成。 在下一张幻灯片中,我们将研究 如何改善系统性能。 在这里,我们展示了上一张 幻灯片中的电路在不同采样率下的性能。 在这些图中,您可以看到, THD 比 SNR更容易受 趋稳误差的影响。 为了获得本示例的完整性能, 需要将采样率降低到每秒 40 万个样本。 在下一个视频中,我们将介绍一种创新的解决方案, 它最大限度地减少了我们一直在 讨论的性能限制和功耗问题。 本视频到此结束。 谢谢观看。 请尝试完成测验以检查您对本视频 内容的理解。 问题 1 - 对于下面的电路, 位于肖特基二极管的5 伏电源上的 TVS 二极管的用途是什么? 正确答案是 A。5 伏电源电压 可能无法同步电流。 TVS 将导通并限制大正向 瞬变的电压。 一般来说,低压降稳压器或 LDO 无法 同步电流。 问题 2 - 判断正/误,内部 ESD 二极管 可以连接到模拟电源 或数字电源。 答案是 B,错误。 内部 ESD 二极管通常将连接到 模拟电源、基准电压 或接地。 问题 3 - 判断正/误,肖特基二极管的 泄露电流比 PN信号二极管更好。 正确答案是 B,错误。 肖特基二极管的泄漏通常 高于 PN 二极管。 问题 4 - 判断正/误,肖特基二极管的 正向电压低于PN 信号二极管。 正确答案是 A,正确。 肖特基二极管的正向电压 通常为 0.3 伏,而 PN 结二极管的 压降约为 0.7 伏。 问题 5 - 对于下面的电路, 二极管 ID 中的近似电流是多少? 正确答案是 C,10 毫安。 从 15 伏放大器输出中减去 二极管压降和 5 伏电源电压可得 9.7 伏。 9.7 伏除以 1 千欧姆电阻可得 9.7 毫安。 最佳答案是 10 毫安。 问题 6 - 还是上一张幻灯片中的电路, 在 25℃ 时D1 两端的 正向压降是多少? 正确的答案是 D,0.35 伏。 从上一张幻灯片中,您应该已经了解电流 约为 10 毫安。 25℃ 曲线在约 0.35 伏时 与 10 毫安相交。 问题 7 - 假设保护电路 造成失真,应如何减少失真? 正确答案是 C,降低采样率。 降低采样率会增加 采集时间。 这将使内部采样保持电容器 有更长的时间进行完全充电或改善趋稳性能。 从而起到改善THD 效果的作用。
课程介绍 共计6课时,1小时24分48秒

[高精度实验室] ADC系列 9: ADC 上的 EOS 和 ESD

ESD ADC 数据转换器 静电放电 电气过载 EOS 高精度实验室 TIPL

本视频首先介绍电气过应力,缩写为 EOS,静电放电,简称 ESD。 我们将研究 ESD 和EOS 之间的区别,以及 EOS 的潜在来源。 我们还将研究数据转换器上使用的不同类别的内部 ESD 结构,并简要介绍其操作和限制。

  • 相关产品
  • 技术支持

推荐帖子

了解一下Matlab p文件和asv文件和mat文件
p文件         其中的test指的是test.m文件         如果在Command Window里输入:         >> pcode test      &nb...
Jacktang DSP 与 ARM 处理器
阻抗测量中的万能法宝
本帖最后由 qwqwqw2088 于 2019-3-19 16:01 编辑 谁不知道欧姆定律?       对于直流电压来说,它表述为通过导体两点之间的电流与这两点之间的电压成正比。换言之,导体的电阻是恒定的,与电流无关。对于交流电压来说,情况则完全改变了,而且变得更加复杂。电阻变为阻抗,其定义为电压与电流在频域中的比率。幅度(或实部)代表电压...
qwqwqw2088 模拟与混合信号
zigbee Z-Stack 3.0.1 利用广播的方式修改信道
TI的zigbee协议栈的默认信道是11,如何快速修改为15信道呢? 方法就是给0xFFFF发送广播,来进行修改。 调用MTsys.c里面提供的MT_ZdoMgmtNwkUpdateRequest函数,给出合理的参数,ZNP上会自动发送广播给所有节点之后,然后再修改自己的信道。最后所有节点都完成了信道的修改。 MgmtNwkUpdateReqFormat_t req; req.Ds...
Jacktang 无线连接
C2000 Delfino LaunchPad,谁愿意拥有?
描述 Special Note:  Due to the popularity of the LAUNCHXL-F28377S LaunchPad, all new orders will be subject to a four week lead time. The C2000 Delfino LaunchPad is an inexpensive evaluation ...
dontium 微控制器 MCU

54chenjq

本视频首先介绍电气过应力,缩写为 EOS,静电放电,简称 ESD。 我们将研究 ESD 和EOS 之间的区别,以及 EOS 的潜在来源。 我们还将研究数据转换器上使用的不同类别的内部 ESD 结构,并简要介绍其操作和限制。

2020年09月11日 07:07:56

hawkier

努力学习,不断进步

2020年05月07日 09:24:04

06010601

好好学习,天天向上!

2020年02月03日 18:52:47

zly1986ZLY

好好学习,天天向上!

2019年10月23日 19:33:53

大明58

ADC 上的 EOS 和 ESD

2019年10月10日 11:00:27

stormbreaker

学习一下ADC上的EOS和ESD

2019年10月09日 17:06:03

zx1988ZX

老师讲的非常好,学习了!

2019年09月30日 14:16:03

shakencity

学习ADC上的EOS和ESD

2019年09月29日 09:57:04

zwei9

学习学习

2019年09月22日 17:57:12

hellokt43

学习ADC上的EOS和ESD

2019年08月16日 16:16:49

分享到X
微博
QQ
QQ空间
微信

About Us 关于我们 客户服务 联系方式 器件索引 网站地图 最新文章 手机版

站点相关: EEWORLD首页 EE大学堂 论坛 下载中心 Datasheet 活动专区 博客

北京市海淀区知春路23号集成电路设计园量子银座1305 电话:(010)82350740 邮编:100191

电子工程世界版权所有 京ICP证060456号 京ICP备10001474号 电信业务审批[2006]字第258号函 京公海网安备110108001534 Copyright © 2005-2020 EEWORLD.com.cn, Inc. All rights reserved