3.5 基于氮化镓和硅管的有源嵌位反激变换器的比较 (5)

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大家好 我是德州仪器的系统工程师 David 今天非常高兴和大家一块分享 基于氮化镓和硅管的有源钳位反激变换器的比较 第五章 今天的主要内容介绍 有源钳位反激功率单元的分析与设计 以及对全部内容的总结 让我们继续分析和设计 基于氮化镓和硅 FET 的功率单元 ACF 中励磁电感是最重要的参数 因为它直接影响最大功率和开关频率 描述电流波形的属性公式非常复杂 因为峰值电流和每一点电流值 都是按照谐振变化的 在这里我们首先 采用三角波近似的方法来建模 电流用三角波近似时 流过下管的电流如下图所示 这个电流波形的一部分 是下管开通时励磁电流 从零到最高点的峰值电流 然后下管关断时从峰值电流下降为零 另一部分是从最大的负载电流到零 因为下管的平均电流ACF 的输入电流 所以输入功率的表达式如上所示 从这个公式可以看出 输入功率由峰值电流和负电流决定 物理意义为负电流是为了实现 ZVS 峰值电流是为了输出足够的负载功率 此外开关频率的表达式也显示 在不同输入电压和负载时也不同 为了设计功率单元时采用这两个公式 需要知道另外两个参数 首先负电流的计算方式 其次是从负电流增大到零时的时间 首先看 BUCK 电压小于反射电压 因为励磁电感和结电容谐振 足以把开关节点电压谐振为零 基于右面的波形 电流的计算可以由 公式反射电压除以谐振的阻抗 此外根据正弦波的波形可知 Tm- 时间为四分之一的谐振周期 接着再看当 BUCK 电压大于反射电压时 接着再看当 BUCK 电压大于反射电压时 为了得到足够多的负电流 上管的关断时间 需要在励磁电流过零之后 所以电流的初始状态 是电压开始谐振是从 谐振周期的四分之一开始 而不是像低压输入时 从正弦波的峰值开始 尽管谐振周期为四分之一谐振周期 但是开关节点的谐振时间 仍然为二分之一谐振周期 为了得到励磁电流和 Tm- 时间信息 从公式中可以看出 开关节点电压需要已知 如何来计算开关节点的结电容 我们先来看它由几部分组成 CTr 是变压器绕组之间的结电容 CBOOT 为自举二极管的结电容 其余的为原边管子和副边管子的结电容 计算开关节点电压的一个挑战是 有源器件的结电容的非线性 红色曲线为 Super Junction FET 的 COSS 曲线 这里提出了一个基于时间的 电容的表达式的计算过程 这个表达式可以 计算任意 VDS 电压的 COSS 值 首先第一步是对零电压开通点电压到 较宽范围的 VDS 的电压积分 再按照不同的 VDS 电压逐点进行积分后 如左图蓝色曲线所示 通过对蓝色曲线做线性化方便计算 可以得到红色的线性化的曲线 基于上面的设计步骤 由前面的公示可以得出 具体的励磁电感 分别用氮化镓和硅 设计了两个 30W 的有源钳位反激 原副边匝比为 3.25 输出电压是 20V 设计中原则是保证 同样的最低开关频率 180kHz 以及在整流桥后面电容 最低的 75V 的电压 计算结果显示 硅管的励磁电感是 85uH 左边这张图也可以看出 尽管最低开关频率一样 但是硅管的变换器在高压时 有较低的开关频率 这主要因为硅管的变换器的负电流 和峰值电流比较大 从中间这张图和右边这张图可以看出 相比硅管 氮化镓由于具有更低的峰峰值电流 所以有更低的磁芯损耗和有效值电流 只要知道开关结电容 就可以计算变换器的运行状态 谢谢大家
课程介绍 共计5课时,30分41秒

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从2元和3元谐振拓扑基础开始,本课程将介绍谐振拓扑的关键特性,分析方法,控制挑战和设计考虑事项。 三个设计实例展示了具有高开关频率(〜1 MHz)或宽输出电压调节范围(2至1个输出电压调节水平)的谐振拓扑性能。 本次会议还介绍了一种新型谐振拓扑结构CLL谐振转换器,与传统的LLC串联谐振转换器相比具有尺寸和效率的优势。 最后,本课程为如何为各种应用选择最佳谐振拓扑提供指导。
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