运算放大器技术概述

大家好，欢迎观看Art Kay、 Thomas Kuehl 和 Tim Green 编制的运算放大器技术概述。 我是讲解员，Ian Williams。 CMOS、双极和 JFET放大器之间的区别 是什么？ 何时应使用这一种，何时应使用另一种？ 何时应使用没有输入交越失真的 放大器？ 什么是输入交越失真？ 零漂移、斩波和自动置零放大器又是什么？ 本演示将帮助您了解 如何根据技术类型快速 选择正确的运算放大器。 将会对双极运算放大器与 CMOS 和 JFET 运算 放大器进行对比。 此外，将会显示CMOS 和 JFET 之间的 差异。 开始时，我们首先提醒一下 双极、CMOS 和JFET 这些不同的 晶体管的工作原理。 将会定义重要的输入 运算放大器参数Vos、Ib 和漂移。 将会演示修整输入偏置电压的 不同方法。 噪声是许多信号链设计的关键规格， 将会对 JFET、MOSFET 和双极运算放大器比较这一规格。 运算放大器有多种类型的输入结构，我们将对此 进行比较和对照。 正如您可能预期的那样，运算放大器输出级 也有不同类型，我们 将对此进行研究。 驱动电容性负载时需要知道的一个关键输出特征 是承受输出低瞬变，例如 在将输入驱动到 SAR ADC 时，为 Zo，小信号型交流 开环输出阻抗。 我们将通过比较双极 和 CMOS 运算放大器拓扑之间的带宽来结束演示。 运算放大器拓扑对其差分输入对使用 三种不同晶体管类型之一：双极、CMOS 和 JFET。 有关这些晶体管特性的快速提醒 将有助于理解下面对运算放大器类型的 详细讨论。 在使用双极、CMOS或 JFET 运算放大器这些词语时， 指的是运算放大器的 正负输入差分对中使用的晶体管 类型。 NPN 双极晶体管显示为 电流控制型器件。 CMOS 和 JFET 器件都是 N 通道电压 控制型器件。 NPN 双极晶体管是电流控制型器件。 集电极电流等于基极电流乘以 名为 hfe 的电流高增益系数。 发射极电流是集电极电流 和基极驱动电流的总和。 由于 hfe 通常较高，与 Ic 相比，Ib 较小。 因此，Ie 大约等于 Ic。 双极运算放大器的晶体管基极连接 到其输入，因此需要将一定的驱动电流传输到 这些输入中。 N 通道 CMOS 器件是电压控制型器件。 在其线性操作区， 可以将其视为电压控制型电阻器， 以便漏极-源极电阻 Rds_on 由 栅极-源极电压 Vgs 控制。 对于典型 N 通道器件，Vgs 等于 0 伏 会将其关闭，Vgs 大于 2 伏 将开始将其打开。 CMOS 运算放大器的晶体管栅极连接到 其输入，因此需要接近于零的输入驱动 电流，因为它是电压控制型器件。 N 通道 JFET器件也是 电压控制型器件。 在其线性操作区， 可以将其视为电压控制型电阻器， 以便漏极-源极电阻 Rds_on 由 栅极-源极电压 Vgs 控制。 对于典型 N 通道器件，Vgs 等于 0 伏 会将其打开，Vgs小于 -2 伏 将开始将其关闭。 JFET 运算放大器的晶体管基极连接到 其输入，因此需要接近于零的输入驱动 电流，因为它是电压控制型器件。 此处是一个通用运算放大器模型， 可用于进行偏移和偏置电流分析。 同一个模型用于 CMOS、双极和 JFET 放大器。 这里给出了用于根据偏置电流和偏移电压 确定输出误差电压的一般等式 以供参考。 请注意，偏置电流将会 与反馈网络和电源阻抗 相互作用以转换为偏移电压。 输入偏移电压 Vos 建模 为与正输入串联的误差电压。 Vos 因运算放大器的非反向增益而提高， 该增益也称为噪声增益，并在输出电压中 显示为误差项 Vo_vos。 正输入上的输入偏置电流 Ib+ 流过电源电阻 Rs， 产生输入偏移电压， 该偏移电压作为误差电压VoIb+ 增益到输出电压。 负输入上的输入偏置电流 Ib- 流过 R1 和 Rf 的并联组合。 对于此计算，可以将输出电压想像为短路。 Ib- 乘以 R1 和Rf 的并联组合 得到输入偏移电压，该偏移电压 回引到正输入，并作为 误差项 VoIb- 增益到输出电压。 输出中的最终误差电压 Vo_os_Ib 是 Vo_vos、VoIb+和 VoIb- 所有误差项的 总和。 这张幻灯片显示了双极和 CMOS 器件的 放大器内部的简化图。 看一下双极器件，偏移电压 设置为 Q1 和 Q2 基极到发射极电压之间的 不匹配量。 如果晶体管完全匹配， 则 Vbe 值将会抵销，偏移 将等于 0。 在实际情况下，不匹配会 产生偏移电压，量值在毫伏范围内。 可以调整或修整电阻器 Ros1 和 Ros2， 以便最大限度地减小此偏移。 如果是双极放大器， 则偏移漂移直接与偏移 电压成正比，因此，修整 Ros1 和 Ros2 可以 最大限度地减小初始偏移和偏移漂移。 CMOS 器件的修整更为复杂。 对于 CMOS器件，通过 修整 R1 和 R2 来调整偏移漂移。 接下来，通过修整Ros1 和 Ros2 来 调整初始偏移。 因此，CMOS 器件需要至少两步 才能最大限度地减小偏移和偏移漂移。 在某些情况下，需要进行额外的迭代。 OPA211 是代表性的 高性能运算放大器，它使用现代双极 晶体管技术的 特性提供非常高的直流、交流和噪声性能。 一般来说，基于双极的运算放大器具有 高达 36 伏甚至更高的可用供电水平。 OPA350 是精密 CMOS 运算放大器的一个示例。 它非常适用于需要高电气 性能的低电压单一电源 应用。 传统而言，CMOS 放大器一直处于 5 伏及以下的 电源范围。 稍后，我们将介绍一些可以在高达 36 伏下使用的 新一代 CMOS 运算放大器。 此处，我们可以看到双极器件相比于 CMOS 器件 所固有的漂移。 对于双极器件，漂移 是线性的，并且与偏移成正比。 实际上，对于每毫伏的偏移， 您通常将得到每摄氏度大约 3.3 微伏的 偏移漂移。 因此，具有 1 毫伏偏移的器件 将会具有每摄氏度3.3 微伏的漂移。 另一方面，CMOS 器件是非线性的， 其漂移无法进行预测。 修整 CMOS器件将需要 进行双温度测试和迭代式多步修整。 通常情况下，由于双极和 CMOS 具有 不同的特性， 您可以预期双极器件具有更好的偏移和偏移漂移。 但情况并非始终如此， 因为有些 CMOS 器件经过了细致处理来 优化偏移。 而对于某些双极器件，可能 未对偏移进行优化。 关键是使用双极技术可以更轻松地 获得低偏移和偏移漂移。 稍后，我们将探讨CMOS 工艺中使用的 无需修整即可获得较低偏移和漂移规格的一些 技巧。 此幻灯片显示了实际激光修整的外观。 页面顶部显示了运算放大器裸片的图片。 每个晶圆上都将具有数以百计甚至数以千计的 这些裸片。 具体而言，我们显示了此器件上 经过激光修整的两个电阻器 -- 静态电流 和偏移电压。 这些电阻器由薄膜制成， 如镍铬或硅铬合金。 激光用于烧掉或断开电阻的各个部分， 使总电阻更高。 这种修整实际上可以在器件工作时进行。 例如，您可以监控偏移电压 并修整电阻器，直到总偏移为 0。 遗憾的是，激光修整操作 会妨碍电路工作， 从而引入误差或要求 非常慢的脉冲修整。 在晶圆上，修整可以得到非常精确的结果。 不过，晶圆会锯成裸片并进行封装。 此过程通常会导致偏移漂移， 因而对精度造成一定的损失。 请注意，激光修整已经使用多年。 并且开发了许多新方法。 因此有人可能认为激光修整已经过时。 但情况不是这样的，因为这是修整双极电路的 唯一可行方法。 CMOS 电路可以使用封装级修整，我们将在 下一张幻灯片上对此进行探讨。 OPA1612 和 OPA320S 是针对截然不同的市场而设计的 两款运算放大器，但两者都依赖于 薄膜电阻器激光修整来最大限度地减小 电压偏移和漂移。 修整在晶圆级完成。 额外好处是当运算放大器 位于探头上并置于激光下时， 可以修整静态电流以获得最佳操作值。 在封装级修整中，器件 在封装后进行修整。 这样做的优点是可在封装裸片时 避免发生漂移。 封装级修整涉及以数字方式与 器件通信和熔断用于修整电阻器的保险丝。 实际上，在加电时将会读取保险丝， 并通过使用数字开关 使片段短路来调整电阻器。 由于大多数运算放大器都没有数字接口， 因此通常通过器件的 输出来实现数字通信。 通过更改输出上的负载， 您可以创建一种数字模式以对器件编程。 请注意，在对器件编程后， 将会熔断写保护保险丝，以确保无法 对其重新编程。 此处提供了 OPA376低电压和 OPA192 高电压 CMOS运算放大器的示例， 它们使用有源电子修整技术“电子修整” 最大限度地减小自然发生的电压 偏移和漂移。 我们再看一看 CMOS 和双极放大器的内部， 以考虑使用该技术期间偏置电流的 差异。 对于双极器件，偏置电流 来自输入晶体管的基极电流。 根据工艺的不同，此电流有所不同， 但通常处于 100纳安的范围内。 对于 CMOS 器件，偏置电流 几乎完全由输入ESD 二极管的泄漏 所致。 输入栅极电流可以忽略不计， 因为阻抗非常大，例如兆兆欧姆级别。 通常，室温偏置电流 约为 1 皮安。 因此，CMOS 器件的偏置电流 通常比双极器件的偏置电流 小成千上万倍。 最大限度地减小双极器件的偏置电流的一种方法 是称为偏置电流抵销的方法。 在偏置电流抵销中，将会监控 输入晶体管的基极电流， 大小相等但方向相反的电流 将被加到输入中以抵销偏置电流。 当然，不可能完全抵销偏置 电流，因此会保留一些剩余电流。 典型电路的偏置电流会得到 100 倍的改进， 将偏置电流从 100 纳安降低到 1 纳安。 OPA209 和 OPA211都是高性能、 双极输入运算放大器。 OPA209 包含输入偏置电流抵销电路， 而 OPA211 没有。 可以看到，这两种运算放大器的 典型和最大输入偏置电流显著不同。 如果在低噪声应用中必须 保持低的输入偏置电流， 则 OPA209 是最佳选择。 要记住的是，低偏置电流放大器 受随温度变化的Ib 影响。 在 MOSFET 放大器中，每 10 摄氏度 偏置电流可翻番。 您可以在右侧的OPA350 示例中看到， 在高于 25 摄氏度的温度下，输入 偏置电流明显增大。如果您只 考虑 Ib 的室温值，之后 在更高的温度下操作 放大器，则会出现明显误差。 请注意，图纵轴 使用对数刻度。 使用双极放大器时，初始输入偏置电流 在室温下往往足够大， 从而能够最大程度减小输入偏置 电流随温度变化出现的相对变化。 您可以在左侧的 OPA277 示例中 看到，在高于 75摄氏度的温度下， 输入偏置电流开始增大。 但请注意，纵轴使用线性标度。 1/f 转角通常被视为 品质因数。 噪声转角就是1/f 和宽带噪声曲线 相交的位置或曲线上的 弯曲位置。 CMOS 器件的 1/f 噪声转角高得多。 JFET 和双极具有堪比的 1/f 噪声， 但双极通常更好一点。 实际上，选择 JFET输入通常 是为了提供极低的 Ib 和良好的 1/f 噪声性能。 换言之，使用 JFET，您可以得到良好的 Ib 性能， 如 CMOS 器件，并得到良好的噪声性能， 如双极器件。 红色框中显示了电流噪声。 请注意，电流噪声并不 总有曲线，比如 FET 器件的电流噪声通常 被视为在频率范围内是平滑的。 另请注意，CMOS 和JFET 器件的 电流噪声比双极器件小得多。 最后请注意，双极电流噪声 可能具有一个1/f 分量，在低频率下 可能会使其高得多。 此处对使用三种主要运算 放大器技术的三种高性能运算放大器的 电压噪声密度进行了比较。 上一个图形中显示的 OPA277 具有最低的 1/f转角频率和最低的 电压噪声。 JFET 输入OPA827 放大器的 噪声性能紧随其后， 只是稍高一些。 在 1 kHz 下，OPA350 电压噪声 远高于另两种放大器， 但却是预期之选，因为 CMOS 工艺 和设计具有相当高的 1/f 频率。 对于轨至轨输入器件，两个输入晶体管对 将具有独立且不相关的输入 偏移电压。 这通常意味着两个不同输入对的 输入偏移将会不同。 因此，我们从一个对过渡到另一个对时， 偏移电压将突然改变值。 右图显示了输入偏移电压 突然转变的示例。 对于绿色区域显示的 Vos，此情况下的 P 通道输入对针对 负 0.3 伏到 3.5 伏之间的共模电压均处于 活动状态。 P 通道对具有大约100 微伏的偏移。 对于红色区域显示的 Vos，此情况下的 N 通道输入对针对 4 到 5 伏之间的共模电压均处于活动状态。 N 通道对具有大约负 200 微伏的偏移。 当共模过渡超过 3.5 伏时， 偏移从 100微伏过渡 到负 200 微伏。 偏移的这种突然转变 可在输出信号中显示为失真， 称为交越失真，因为它 是在从一个输入对到另一个输入对的交越过程中发生的。 看一下两个不同区域内 您将注意到，如果考虑整个 共模范围，实际上共模抑制很低。 在某些放大器规格中， 您将看到针对两个不同区域 共模抑制比或 CMRR 的 规格表。 在这些情况下，每个区域的 CMRR 都 可能非常好。 但如果包含交越失真， 则总体 CMRR可能会降级。 查看轨至轨运算放大器产品说明书时， 用于指定 CMRR的不同区域 有助于确定交叉区域。 12 伏 CMOS 运算放大器OPA703 和 CMOS 低电压 运算放大器 OPA314利用互补的 N 通道 和 P 通道输入差分对。 图形显示了输入共模 电压从 P 通道对处于活动状态 且 N 通道处于非活动状态的区域过渡 到 N 通道对变为活动状态且 P 通道处于 非活动状态的区域时发生的明显电压偏移漂移。 对于许多应用来说，这可能不是问题， 尤其是在共模电压区域的那个部分可以 避免的情况下。 交越失真看起来像什么呢？ 让我们考虑一个例子，放大器为单位增益， 且具有接近 4 伏的共模过渡。 输入是以 2.5 伏 为中心的正弦波，峰间振幅为 4 伏。 由于采用的是非反相配置， 输入信号也等于共模信号。 当输入信号过渡高于 4 伏时， 偏移从 2.5 毫伏过渡到 负 5 毫伏。 虽然这是相当大的偏移漂移，但是 很难在输出信号图上看到它。 不过，通过在大约 4 伏的位置进行缩放， 我们可以查看偏移漂移所引入的 输出失真。 在许多应用中，此交叉失真 不像此示例中那样显著。 对于任何误差来源，请考虑您的误差预算， 然后决定是否可以容忍此误差。 此处，我们展示了 OPA365中使用的电荷泵的 简化表示形式。 在本例中，电荷泵将电源电压 提升了 1.8 伏，但是无需提供大量电流。 这足以克服对于P 通道输入对的 Vsat 加 Vgs正轨限制。 通常伴随电荷泵电路的一个担忧是， 它们使用一个开关电容器 来提升电压。 开关过程会产生噪声，但如果是 OPA365， 通过极低纹波设计可将噪声量最小化。 尽管如此，电荷泵噪声有时 会影响运算放大器的行为。 OPA365 中的电荷泵在 10MHz 时执行开关， 但是放大器的带宽是 50MHz。 所以在较低增益的配置中，放大器将会传递 电荷泵噪声。 但在一般情况下，相对于放大器的 宽带噪声，电荷泵噪声 很小。 还要注意的是，电荷泵信号 可馈送到外部电源内。 在这种情况下，它可与其他电源噪声源 相结合并产生电荷泵信号的谐波。 因此，在运算放大器 电源引脚上使用适当的去耦极为重要。 在某些情况下，在放大器 和其他敏感电流之间使用铁氧体磁珠可能 也有帮助。 OPA365 和 OPA322是 CMOS 放大器的示例， 它们都使用高频率、低噪声电荷泵 产生较高的内部直流电压源， 用于为运算放大器输入级供电。 这样做可以让 P 通道输入在整个 输入共模电压范围上运行， 从而避免与由互补性 N 通道 P 通道差分对构成的 输入级伴随产生的交叉区域偏移漂移。 具有轨至轨输入的零点漂移放大器 实际使用相同的互补 N 通道 和 P 通道输入配置， 正如视频先前部分所述，所以， 它们确实展现出某种程度的交越失真。 但是，通过数字校准可纠正 放大器的偏移， 因此偏移过渡和交叉失真 的幅度都极大减小。 我们将探讨斩波放大器在 后续幻灯片中的工作方式。 最大限度地减小偏移和偏移漂移的另一种方法 是使用零点漂移放大器。 零点漂移是一个通用术语，适用于具有可以最大限度 减小偏移和漂移的内部校准 方法的任何放大器。 零点漂移放大器有两种常见类型： 斩波和自动置零。 0 自动置零放大器对偏移 采样并使用此值来校正误差。 我们不打算在此处进一步讨论自动置零， 但请注意，它具有 与斩波放大器相似的特性和规格。 在讨论斩波放大器之前， 请看一下页面左上角所示的 标准两级运算放大器内部结构。 两级运算放大器具有非常小的差分输入 信号输入电压。 此输入由跨导级 转换为电流。 第二级是跨阻抗级。 它通过为 Miller电容 Cc 充电， 将电流转换回电压。 斩波放大器具有同样的两级。 主要的区别在于，第一级的输入和输出 具有一组开关，每个校准周期 结束后，这些开关将会翻转输入信号。 在接下来的幻灯片中，我们将了解 这如何最大限度地减小偏移和偏移漂移。 最后，请注意未校正与零点 漂移和激光修整方法的对比表。 通常，零点漂移方法 提供最佳性能。 这张幻灯片显示了放大器 如何处理输入信号。 稍后，我们将讨论偏移校准。 顶部和底部的图显示了校准 周期的两半。 在每个半周期中，闭合了一组不同的开关。 在第一个半周期内，输入信号被反转， 但输出也被反转。 因此，反转被抵销。 在第二个半周期内，输入和输出都 未反转。 因此，放大器实际上不反转信号。 从输入的角度来说，开关 并不影响操作。 其作用就像是我们前面讨论的标准 两级放大器一样。 现在，让我们看看打开偏移的效果。 如果是偏移电压， 则任一周期中都不反转输入。 但在一半的周期内会反转输出。 这会导致输出极性每半个周期切换一次， 并在相反的方向为 Miller 电容 充电。 因此，平均偏移为0，而且偏移电压 会转换为三角波形。 幸运的是，此三角波形 不会出现在放大器的输出中， 因为使用了同步陷波滤波器来消除这一信号。 因此有效地消除了偏移。 此外，还校准了 漂移、电源或共模的 偏移变化。 所以，零点漂移放大器通常 具有良好的偏移漂移、良好的共模抑制 和良好的电源抑制。 经典斩波稳定放大器 可解决斩波放大器的低带宽问题。 它使用图中所示的 并行路径方法提供更宽的带宽， 同时保持良好的直流特性。 最快放大器的截止频率下限 必须与稳定放大器的高频率 衰减保持一致，才能 获得平滑、频率范围内总体增益的 特性。 在设计适当的情况下，斩波稳定型方法可以得到 几兆赫兹的带宽，同时保持 斩波放大器所具有的低漂移特性。 过去，较旧的斩波稳定型 运算放大器设计有时会在输出中 导致高水平的斩波相关噪声。 但由于按照时钟频率调谐的 斩波放大器路径中包含了带阻滤波器， 或称陷波滤波器，这大大降低了 这些噪声。 这一滤波过程是在 OPA330、OPA333 和 OPA188 中 使用具有同步响应的数字滤波器完成的。 与时钟同步的滤波器会 在时钟频率和其谐波的 频率响应中放置陷波。 这张幻灯片显示了斩波放大器的 宽带噪声频谱密度。 请注意，没有任何 1/f 噪声。 这是斩波放大器的一项很好的优势。 另请注意，在高频率下， 斩波校准信号会在特定频率 及其谐波下馈送并产生 噪声分量。 在本示例中，在 1.6 兆赫兹下 存在 800 千赫兹的斩波分量和谐波，等等。 这个斩波噪声分量来源于开关 在输入中的电荷注入。 看一下偏置电流，您可以看到，斩波噪声 分量表现为尖峰。 请注意，斩波滤波器的偏置电流 包括 ESD 单元泄漏，这与其他 CMOS 器件一样， 另外还包括斩波开关馈送尖峰。 泄漏电流非常低，处于纳安范围内。 但尖峰将处于微安范围内。 为斩波放大器指定的噪声 是两个电流在特定时间范围内的平均值。 请记住，电流尖峰非常高，但很窄， 因此其影响并不像您猜想的那样大。 在所示的示例中，指定的偏置电流 为 160 皮安，它是 20 微安 尖峰和纳安级泄漏电流的平均值。 最后，噪声模型包含 电压和电流噪声密度， 所有放大器以及斩波 开关电路中的某些其他 周期性噪声源均包含该密度。 须考虑的最重要的周期性噪声源 是电流噪声源。 这些源对偏置电流图上所示的尖峰建模。 还有两个周期性电压噪声源， 因为电流噪声将在器件内部 转换为电压。 使用此模型可以了解 斩波器件中的噪声。 OPA333 系列CMOS 运算放大器 使用专有自动校准技术， 在一定的时间和温度范围内同时提供 极低的偏移电压和接近于零的 漂移。 它是一种低电压、低工作电流的运算放大器。 OPA188 依赖于用于 OPA333 的相同 自动校准技术，但使用高电压 CMOS 工艺 进行设计，因而可与高达 36 伏的电源配合使用。 其工作电流较高，与微功耗 OPA333 相比， 它支持更低的噪声、更宽的带宽和更快的 转换速率。 许多放大器的输入端都有 背靠背二极管，用于保护输入晶体管，防止其损坏。 在这个示例中，二极管防止 大的差分输入信号导致基极到发射极反向 击穿。 CMOS 和 JFET 上使用类似的保护措施。 您可以检查绝对最大额定值表。 如果差分电压限制为一个或两个 二极管压降，例如0.7 伏或 1.4 伏， 则使用背靠背二极管。 如果差分电压等于电源电压， 则很可能无背靠背二极管。 二极管的问题是， 放大器在进行转换时，二极管可能会打开。 对于多路复用应用，这些二极管 也可能导致问题。 TIPD 151 中详细介绍了此问题的详情。 最后，在某些情况下，将运算放大器用作比较器 会有帮助。 如果包含背靠背二极管， 则将无法在此应用中使用运算放大器。 这张幻灯片显示，在转换期间，如果 包含背靠背二极管，则可能将非常大的电流， 例如 10 毫安或以上，吸入到放大器的输入中。 基本来说，二极管将会打开，在 Rp 上强制产生 大输入步长，并且二极管 产生大电流。 这可能导致误差、异常波形， 甚至在某些情况下损坏器件。 OPA171 和 OPA1622 是高电压 CMOS 和 双极输入运算放大器的示例，它们使用背靠背输入 二极管防止出现有可能损坏输入 器件的差分输入电压水平。 在正常运行过程中，将会关闭这些二极管， 并且这些二极管对于放大器的运行性能的 影响很小，甚至没有影响。 经典双极输出级 由 PNP 和 NPN 发射极跟随器对构成， 该输出级相对于电源轨的最大摆幅 限制为 1 伏或更大值。 限制的起源是输出晶体管的 Vbe 和 Vsat。 另一方面，轨至轨输出级可以 非常靠近电源轨摆动。 如果是双极轨至轨输出级， 那么输出摆幅限制来自 Vce 饱和电压， 对于大多数晶体管，该电压大约为 0.2伏。 CMOS 轨至轨输出级 可以实现更加靠近轨的摆幅，, 因为其 Vsat 更低，一般可低至 1 毫伏到 50 毫伏。 CMOS 级的实际 Vsat 取决于输出晶体管大小， 所以可以使用大输出实现极低的 Vsat Vsat。 当然，大型晶体管使用更多的 裸片面积、成本更高且具有更大的寄生电容。 因此在确定输出级大小时会有折衷。 请记住，如果摆幅范围在距离轨仅数百毫伏之内， 如果相对于轨的范围仅在 百分之几毫伏之内，则可视为轨至轨。 没有任何运算放大器能够实现真正完全 摆到轨的摆幅。 即使是最佳的轨至轨输出级 也会具有极小的毫伏级限制。 列出了三个具有三种不同输出设计的运算 放大器。 高性能JFET 输入 OPA827 使用经典 PNP、NPN发射极跟随器输出级。 它相对于电源轨的摆幅 受输出晶体管饱和电压和驱动器 Vbe 的 限制。 当向负载提供大于10 毫安的电流时， 其相对于轨的摆幅限制为大约 3 伏。 输出级中的增益稍微 小于每伏 1 伏。 OPA209 使用 PNP、NPN集电极输出级设计。 相对于轨的摆幅仅受输出晶体管 饱和电压的限制。 与发射极跟随器设计相比，它允许输出摆动到靠近 得多的位置。 由于集电极驱动负载电阻， 因此该级可实现电压增益， 但受它所驱动的负载电阻的影响。 OPA340 具有漏极-漏极输出级， 它是双极集电极-集电极 输出的 MOSFET 对应器件。 摆幅受输出FET 的电阻限制。 但在低电流下，这可接近轨电压 水平。 在驱动极轻的100k 欧姆负载时， OPA340 通常在电源轨上下 1 毫伏范围内摆动。 现在，我们将双极放大器的时钟曲线与 CMOS 放大器的相比较。 时钟曲线是输出电压与输出 电流曲线的别称，因为其外观有点 类似于龙虾爪。 请注意，CMOS 曲线的斜率比 双极器件的斜率陡得多。 这是因为对于同等的集电极或漏极电流， CMOS 级的输出电阻一般大于 等效集电极或漏极电流。 正如这些曲线所示，双极放大器 的输出摆动一般受负载 的影响较小。 对于任一类型的放大器，请记住 给自己留出与时钟曲线的足够距离 以确保线性运行。 这张幻灯片比较了双极 CMOS 放大器 和斩波放大器的开环输出阻抗 Zo。 具有低的平坦开环输出阻抗 可使稳定放大器容易得多。 从 Zo 角度来说，最佳放大器类型是双极。 当然，不同的内部拓扑和设计 折衷也会影响Zo 曲线。 CMOS 放大器倾向于具有更高的输出阻抗， 并且通常不像双极那样平坦。 零点漂移放大器，例如 OPA188 和 微功耗放大器，可能具有非常复杂的输出 阻抗曲线。 因此，这些器件可能 更难以稳定。 当运算放大器驱动电容性负载时， Zo 是一个重要因素。 可以使用精确SPICE 运算放大器 宏模型来预测行为并帮助稳定运算放大器 电路。 为什么带宽和静态电流直接相关呢？ 我们来看一下双极型和 CMOS 晶体管的物理关系。 如果我们观察双极晶体管 和 MOSFET 的跨导，或者说电流增益， 可发现它分别与 集电极和漏极电流直接相关。 跨导取倒数可得阻抗，或称 rgm。 rgm 是运算放大器内部第一级的 动态输出阻抗。 此输出阻抗驱动 Miller 电容 Cc。 而 rgm 和 Cc 的串联组合 构成低通滤波器。 此低通滤波器是放大器内部 设定总带宽的主极点。 实际上，您可以看到，下方第三个 等式只是传统 RC 带宽等式的另一种形式， 带宽等于 1/2 π RC。 在最后一个等式中，我们代入原有的 gm 等式来表明带宽与 gm 的关系。 此关系表明电流消耗增加 可直接导致双极型运算放大器带宽增加。 不过，如果是 MOSFET， 则带宽将依据漏电极电流 ID 的 平方根成比例增加。 因此，相较于双极晶体管， MOSFET 器件需要增加更多的电流 来增加带宽。 模拟集成电路由许多 不同晶体管、电阻器和电容器结构 组成。 每个结构必须与其他结构共存， 并且相互之间通常电气隔离。 在 IC 中，这通常是通过结隔离来实现的， 并在较小程度上使用电介质隔离。 实施方案因工艺而异。 所示插图说明了基本隔离结构。 左上方插图显示了两个 相邻 NPN 双极晶体管的 横截面。 显示了它们的集电极、基极和发射极区域。 向下连接到P 衬底的 P 区域 位于两个集电极之间。 N 集电极与相邻的P 区域共同构成 一个二极管。 晶体管之间的P 区域 连接到 P衬底， 而 P 衬底通过导电和导热介质 连接到用于安装裸片的裸片连接支架或耳片。 该导电安装表面通常连接到 与 IC 一起使用的电压最低的负电源。 如果在最负性的电压下二极管阳极发生偏置， 并且其他晶体管区域发生更加正性的偏置， 则二极管反向偏置，防止电流在晶体管 之间流动。 它们处于电气隔离状态。 裸片必须处于最负性 电压的另一种结构是右上部插图中所示的 垂直 PNP 晶体管。 晶体管集电极是实际的 P 衬底区域。 在互补型 NPN、PNP 运算放大器 输出级中，这种晶体管结构通常用作 PNP 发射极 跟随器。 高性能模拟 IC 也可以 使用电介质隔离，在这种情况下， 电气组件位于非导电管内并相互隔离。 下图显示了类似 NPN 对的 横截面。 该晶体管结构与硅管之间 具有一薄层绝缘二氧 化硅。 电介质隔离用于双极和 MOSFET 基极 电路。 此处比较了两种类似的 高性能 JFET 运算放大器：OPA827 和 OPA627。 OPA627 是一种标志性运算放大器，具有 几乎所有 JFET 输入运算放大器都无可比拟的性能。 它使用一种电介质隔离式半导体工艺。 OPA827 是另一种高性能 JFET 输入运算放大器， 但通常，其性能没有 OPA627 那样高， 部分原因是它具有较低的工作电流。 它是采用结隔离式半导体工艺 制造的。 这些总结幻灯片为考虑 CMOS、双极 和 JFET 运算放大器拓扑时 所需的折衷和规格提供了快速参考指南。 我们使用了一种简单的 X 和 对号方法显示了每种拓扑的相对优势 和劣势。 此处需要阅读的信息非常多， 您可以在方便的时候回来参考这个幻灯片集。 首先，我们总结了输入偏移电压、 输入偏移电压漂移、输入偏置电流、输入 偏置电流漂移和输入偏移电流 之间的区别。 接下来，我们比较了不同拓扑的宽带 噪声、1/f 或低频率噪声、 是否存在背靠背输入二极管、集成式数字逻辑、 轨至轨输入和输出以及输出电压 与负载能力。 非常感谢您的观看。 我们希望这个演示已帮助您对于 大多数运算放大器产品中使用的 双极、CMOS 和 JFET放大器拓扑之间的区别