解除有源钳反激回路补偿的神秘化

大家好！ 我叫 Pei-Hsin Liu 我是一名在线高电压控制器助理工程师 本次演示的主题是揭开有源钳位 反激式环路补偿的神秘面纱 本部分涵盖了针对 ACF 的转换模式 和 CCM 模式进行的小信号属性分析 第二，我们会介绍 ACF 的突发运行 模式的优势和稳定性问题 第三，我们将基于分析模型和两种 可用于稳定突发控制环路的 简单纹波补偿方法，给出相关设计 准则 适用的终端设备包括 高密度交流适配器或充电器、 USB 供电充电器以及交流/直流或直流/直流 辅助电源 本演示可分为五个部分 首先，我们将讨论电流模式 控制的 ACF 的小信号模型 其次，我们将介绍作为ACF 轻负载运行模式的 突发模式 第三，我们将描述用于稳定突发模式控制的 纹波补偿 然后对带 π 输出滤波器的 ACF 的串联 阻尼进行说明，最后总结本节课 学习的内容 这些幻灯片将会介绍为什么有源钳位反激式 ACF 可提供大大优于 传统准谐振反激式 QR 的性能 高速钳位电路通过二极管 以及 [听不清] TVS 或 R-C 缓冲器 进行整流，[听不清]，广泛应用于我们的 反激式 [听不清] 中， 但是，却浪费了[听不清] 能量 并且这种功率损耗会降低效率 其次，在打开 [听不清]开关的情况下 如果您打开 [听不清]，则仍会出现开关 过热的情况 PC 的第一个分支 [听不清]， 发生一定程度的开关损耗 第三，在 [听不清]停止后，[听不清] 和判断电容将产生高摩擦 [听不清] 并影响 EMI 而有源钳位 反激式 ACF 则是由有源高侧 开关 Q 边缘构成，可通过 [听不清] C 钳位来消除这些不利因素 尤其是打开 QH，找到 [听不清] 电容器中的 驻留路径 [听不清]，从而使潜伏的能量 根据我们的状态循环流动到输出端 如果 QH 保持开启状态，可能不会 流过的电流将变成第一反应 在 Q_H 关闭后，非激活部分 可用于通过停止使该判断电容 在开关节点上进行放电 打开 QL 后，谐振到 0 伏 在达到零伏时，便实现了 ZVS 此外，由于初级电流是连续的 波形，所以没有像基本钳位 那样的高频 [听不清]，这有利于 EMI 功能 此图表总结了不同功率水平下的 反激功率密度 对于 15 瓦的手机充电器，反激式上的 RHQ 状态 仅为每立方英寸 9 瓦 对于 45 瓦、65 瓦和没有 适配器的情况，QR 反激式已经达到了低于每立方英寸 11 瓦的功率密度限制 为了满足大幅减小体积的需求 我们的团队开发了ACF 支持构建 控制器 一个是行业首创的[听不清] 上频 ACF 控制器 UCC28780，一个是全新 SR 控制器 UCC24612 二者均可支持初级增益和开关功率级 并能够提供1 兆赫的工作频率 使用的参考设计可确保 我们的解决方案在 27 瓦的 USBCPD 手机充电器上实现每立方英寸 91 瓦 在手机适配器情况下则可实现每立方英寸 31 瓦 右图是在 65 千赫区域内采用 QR 反激式架构和在高于 200 千赫区域内采用ACF 架构的 65 瓦适配器的 物理尺寸比较 该设计表明，ACF 适配器的体积 显著减小，其峰值效率可达 94% 除了 65 瓦的设计之外，我们 还需要对开关频率高于 200 千赫的 45 瓦适配器进行效率比较 由于占主导地位的开关 损耗和箝位损耗，随着输入线路 电压的增加，具有流畅增压 MOSFET 的 QR 反激式的整体效率会变差 而 ACF 却可以在宽输入范围内保持 非常高的效率 试验结果表明，ACF 的效率 比 QR 高 3.6% 对于高强度考虑，[听不清] 器件 可以在宽输入范围内实现高于 94% 的效率， 因为 GaN 器件采用的是比硅器件中小得多的 判断电容 ZVS 需要较小的[听不清] 电流， 我们应该降低峰值最小电流 变压器的 [听不清] 和[听不清] 损耗降低 从而可实现更高的效率，并导致 GaN 和硅器件之间出现 1% 的效率差距 这是 ACF 的主要[听不清] 电流波形 其中有一个部分是未激活的 有争议的是，这是 CCM 还是转换模式 以下是我的个人看法 从一个小的方面来看，主要 [听不清] 电流的峰值仅受峰值环路 控制 但主要 [听不清]电流不受 另一个 [听不清]控制 这个小信号属性与 CCM 类似 CCM 类模式的裸电流大小的 确定方式为：利用内部固定频率 时钟关闭高置开关 然后在相应日期/时间之后 开始下一个开关周期 大多数商用ACF 控制器 都是基于这种运行模式，包括 TS 传统 ACF 控制器 UCC289x 另一方面，它具有抵抗性内核控制 包括峰值电流环路和谷电流 环路 所以，这个小信号属性 与转换运行模式类似 具体来说，负主要 [听不清] 电流的大小由谷值电流 环路独立调节 这个开关频率是可变的 我们的全新控制器 UCC28780是行业领先的 ACF 控制器，采用了抵抗性内核控制的概念 在下一张幻灯片中，我会对 CCM 和转换 运行模式的小信号特性进行比较 这是基于 CCM 运行模式的 UCC289x 的示意图 上电压反馈环路的控制电压 VCST 会控制峰值主要 [听不清] 电流，所以电流感测电阻器 RCS 在低侧 开关上 对于反馈环路补偿 了解 VCST 到上 40s 的传递函数 对补偿设计有重要意义 右侧显示了 CCM 运行模式下的波德图 您可以看到，除了低频极点和 上电容器的ESR 零点， 还有一个导致了93 个相位的 延迟的右半平面零点 开关频率的中点处还有 一个双极点，它引入了 另外 180 度的首次延迟 这些强烈的首次延迟将会对高容量设计 造成限制，因此，为了满足负载传送需求 需要使用较大的上电容 除此之外，为了减小中点 [听不清] 频率 双极点，以防止电流环路的 不稳定，当占空比 大于 50% 时需要进行 斜率补偿，这使环路补偿进一步 复杂化 这是基于转换运行 模式的 UCC28780 的示意图 它包括峰值电流环路和仿真谷值 电流环路 峰值电流环路控制从电流感测 电阻器 RCS 发送而来的峰值主要 [听不清] 电流 谷值电流环路则通过 控制器中的自适应 ZVS 控件来控制 [听不清] 主要[听不清] 电流 该环路确定开关节点电压 VSW 上的 ZVS 条件，以调整高侧开关的导通时间 宽度 小信号特性表明 右平面零点和中点 [听不清] 开关频率双极点消失了 所以补偿设计变得非常简单 此外，消除这些相位延迟 会导致具有足够相位裕度的较高 [听不清] 设计 最后，由于当占空比 大于 50% 时，电流环路没有 稳定性问题，所以不需要 斜率补偿 下一步需要通过解析式的 模型表达式来指导环路补偿 然而，由于次级侧上 ACF 开关电流波形的相关性 很难用解析方法表征其 小信号特性 我将向您展示一种简单的典型建模 技术，它可以消除谐振波形描述的 复杂性 首先，可以合理地将主要 [听不清] 电流 波形近似为以深红色表示的 三角波形 然后，低侧开关上的开关 电流波形 I_QL以蓝色表示， 包含主要 [听不清]电流的中点信息 这样，用一阶公式来描述 I_QL 的 平均值就简单了许多，如该公式所示 其次，由于I_QL 的实际值 也是 ACF 转换器的平均输入电流 因此可以根据能量守恒定律 获得次级侧中上电流的平均值 然后，为了获得小信号属性 在转换器的平衡点上 计算扰动信号的偏导数 最后，便可获得小信号分析的等效 电路模型 如您所见，控制电压 V_CST 通过对电压控制电流源 进行调幅来调节上电压 该电压会流经上电容分支 是电源转换器的小信号 表示 利用提出的模型，可以导出 从 V_CST 到上电压的传递函数的 解析表达式 该表中总结了这些参数 右图比较了传递函数和 简化比率结果的波德图 该模型提供了高达开关频率的 四分之一的非常精确的结果 足以指导环路补偿 并验证了转换运行模式下的 ACF 的 小信号属性 现在，我们来看一下 ACF 中作为轻负载 运行模式的突发模式 随着输出负载减小，负最小电流 i_m- 保持不变 正峰值电流i_m+ 变小 正峰值电流用于向输出端传递 有源能量，而负电流 则存储单独的能量以实现 ZVS 即随着负载变小 正峰值电流和负电流的幅度 越来越接近 这意味着，由于循环 能量的贡献越来越大 变压器效率越来越差 对于光滑的 ACF，由于即将出现的电容 高线处的裸电流较大 随着输出负载减小 负电流影响变得更加显著 因此与扫描 ACF 相比，效率会非常 迅速地恶化 对硅 ACF 的测量结果表明 50% 负载和 25% 负载的 效率差可达 7.3% 而对于 GaN ACF 由于它的低结电容，负电流要比硅 ACF 小得多 并且负载变得更小，负电流影响 更小 您可以看到，50% 负载和 25% 负载 之间的效率差异仅为 2.6% ACF 理想轻载模式的最关键要求是 将正峰值电流保持在相对于 负电流来说较高的水平 UCC28780 采用突发模式控制来提高轻载 效率 正峰值电流由 [听不清] 编程 以克服最小电流对效率的影响 在本示例中，每个突发数据包 有四个开关极点 突发时间随上载条件变化 左侧显示了控制低点 当循环利用该环路时 峰值电流会越来越低 最终达到可编程的阈值 并进入突发模式 在这种情况下，由于突发开始于非常轻的负载 效率会下降太多 为了提高效率，通过电阻 分压器的较高[听不清] 电压 会设置较高的峰值端阈值，因此转换器 在较重的负载条件下进入突发模式 这样便可以显著提高轻负载效率 这张幻灯片显示了用 UCC28780 控制的 45 瓦 GaN ACF 设计的效率测试结果 当 ACF 在低于 60% 负荷下进入突发模式后 效率下降趋于平缓 平均效率显著 高于 COC 和理论标准 这张幻灯片说明了基本突发模式控制的 控制环路设计 将来自上电压反馈环路的反馈 信号 I_FB 与阈值 I_REF 进行比较，以确定突发数据包的开始 计数器会确定突发 数据包结束时突发模式下的 开关周期的数量 逻辑 [听不清] 信号会反映计时的突发 当两个信号相交时，RUN 处于高位 这允许有限数量的开关脉冲 因为仿真结果表明 纹波和反馈信号 I_FB 参与上电压调节 所以纹波质量会影响突发模式控制 下面的幻灯片将介绍用于 稳定突发模式 控制的波纹补偿技术 由于反馈信号I_FB 的纹波成分 会影响控制低位 因此反馈信号与上电压信号 之间的突发频率纹波的 脉冲延迟必须尽可能小 以便反馈信号反映上电压的 实时纹波成分 否则，您将看到一个现象，即每两个 突发周期，两组突发数据包 便会出现在一起，且具有非常短和非常 长的突发时间，并且可能产生最佳 噪声频率 为了解决这个问题，需要通过适当的 补偿来将反馈环路中的突发延迟最小化 左图显示了初级侧和次级侧 之间的反馈环路电路 次级侧由 [听不清]并联稳压器 ATO、旁路 稳压器 R_BIAS1 以及与 R_BIAS1、Rdiff 和 Cdiff 并联的 RC 网络组成 它们将上电压信号转换为流经 光耦合器输入[听不清] 的误差 电流信号 光耦合器通过误差电流信号 输出到主控制器以进行上电压调节 在这个信号链中，光耦合器的 [听不清] 和输出会引入低频相位延迟 该延迟在 [听不清]突发域中表示为 单个极点 为了克服光耦合器的相位延迟 转换器上的单个零点被放置在靠近 极点的位置，希望通过电路图中的 Rdiff 和 Cdiff 实现该目的 在正确设计推荐的无源纹波 补偿后，在使用电解 上电容器时，可在突发数据包中 使用稳定的开关 [听不清] 来稳定突发控制环路 电解电容器包含较大的等效串联 电阻 ESR 但是聚合物或陶瓷电容器的 ESR 要低得多 较小的 ESR可减小上电压纹波 但是，它会给依赖于良好纹波 质量的突发运行模式带来 不利影响 最后，即使补偿设计是正确的，也可能 由于 [听不清]噪声造成突发 运行模式仍然不是很稳定 不仅是单个上电容器的 ESR 效应 这种全滤波器设计的差异 还会影响反馈信号的纹波质量 若将采用单个上电容器与采用 π上滤波器的 ACF 的突发纹波波形进行比较 它们的波纹成分会有很大差异 单电容器设计包括高频开关 纹波和低频突发纹波 而 π 上滤波器设计不仅包括 开关和突发纹波 而且包括由于上电感器 L_o 和 上电容器 C_01之间的谐振 而导致的附加振铃 当这种 [听不清]波纹被用作 突发模式控制的波纹信号时 振铃可以很容易地过早触发下一个 突发数据包并导致分组 策略效应 为了解决这个问题，必须使反馈 信号的不良波纹成分远离 波纹比较器的参考阈值 以便能够消除低 ESR 上电容器中的 噪声或 π 上滤波器中的 振铃的影响 我们提出的电路级解决方案 称为有源纹波补偿，缩写为 ARC ARC 电路位于主控制器的 反馈引脚处 进入控制器的总反馈电流信号 是光耦合器电流与来自 ARC 电路的补偿电流的和 直观的理解是 使用 ARC 电路的干净的人工纹波 以压倒光耦合器的噪声纹波，从而 使突降低发控制环路对噪声的敏感性 具体来说，是由简单的开关 电阻网络产生的干净人工纹波 开关的开/关计时与来自我们 控制器的 RUN 引脚电压的突发开/关信号同步 当 RUN 引脚处于高电压且 ARC 开关 Q_COMP 处于导通状态时，将向 补偿电阻器 R_COMP施加反馈电压 因此，会根据欧姆定律产生 补偿电流 I_COMP 在计时图中，I_COMP 是一个偏移信号 它与光耦合器电流 I_OPTO 叠加 所以 [听不清] 反馈电流 I_FB 也会出现偏移 在突发数据包中产生三个连续的 开关脉冲后 突发控制环路会停止开关 RUN 电压变为低位状态 当 RUN 引脚电压为零伏时，Q_COMP 关闭 判断电容 Q_COMP 和R_COMP 电阻器 会从 RC 时间常数产生一个 时间延迟，最大值I_COMP 逐渐减小 补偿信号I_COMP 的 偏移和共享折叠时间 有助于使光耦合器电流的不良 波纹成分远离基准信号 从而避免过早触发下一个 突发数据组，同时实现稳定的突发 运行 这张幻灯片显示了具有低 ESR 输出 电容器的 ACF 的ARC 电路的有效性 没有 ARC 电路时，较低的上纹波 会使突发模式对噪声非常敏感 在应用 ARC电路之后 干净的人工纹波会压倒噪声 并实现稳定的突发运行 这张幻灯片显示了具有 π 上滤波器的 ACF 的 ARC 电路的性能 没有 ARC 电路时，L_O 与 C_01 之间的谐振引起的上纹波的振铃 会使突发模式对噪声非常敏感 在应用 ARC 电路后，干净的人工纹波 克服了振铃效应，并导致稳定的突发 运行 在本设计中，除了 ARC 电路外 还有一个串联阻尼网络与 上电感器并联，以解决 ACF [听不清] 滤波器的另一个问题 我们将在下一部分中详细讨论这一点 我们首先来看看突发模式期间脉冲级 波形上发生的情况 从概念角度来看，当 ACF 包含 π 上部滤波器时， 谐振槽将不仅包含箝位电容器 而且还包含 π 上滤波器中的 滤波器电容器 C_01 因此，当谐振开始时 两个电容器之间的电压差 将极大地影响初级侧和次级侧的 谐振波形 例如，如果初始箝位电压 条件高于 反射的 C_01 电压 则在谐振期间会有更多最小 电流流经第二 [听不清] 相反，如果初始C 钳位电压条件 低于反射的C_01 电压 则在谐振期间会有更多最小 电流转回初级钳位电路 从而为 C 钳位充电 突发数据包期间的不平衡电流 会导致每个开关周期中出现非常不一致的 谐振电流幅度 即使突发频率仍然高于 可听噪声频率，但不一致的 谐振电流仍然包含低频谐波 从而产生可听噪声 另一个问题是，当开关电流不平衡时， 单个整流器的运行将非常 不稳定，并导致效率下降 为了解决这个问题，我们建议使用 C [听不清] 本幻灯片说明了 ACF 脉冲级 小信号电流电路的电压控制 电流源流到上场支路时的频域 串联阻尼效应 L_O 和 C_01 在自谐振频率处 产生高耦合峰值 当串联阻尼网络与主电感 并联时 双峰现象将被抑制 降低其频率范围内的峰值的 物理意义在于，纹波成分不会被放大 这有利于 C 钳位电压和 反射的 C_01 电压之间的 [听不清] 时域电压差 我推导出了阻尼比的表达式 可以看出，阻尼电感越低 阻尼越强 但是，任何东西都具有两面性 过强的阻尼仅仅是通过 零阻尼网络便会耗费更多的交流开关电流 并导致 [听不清]低位时的功率损耗 对于 45 瓦的 ACF 设计，如果阻尼电感 为主电感器的1/10 左右 则低线效率将下降 0.5% 但是，如果阻尼电感 高于主电感器的1/10 则交流电流将流经网络，并导致较少的 功率损耗 对于 45 瓦的 ACF 设计，如果阻尼电感 为 0.68 微亨，主电感为 1 微亨 则效率仅会下降 0.15% 问题是如何确定阻尼强度 这张幻灯片举例说明了如何 选择阻尼强度 其中的设计技巧是，您可以逐渐 减小阻尼电感，直到发现谐振 电路波形得到改善且 [听不清] 整流器的GaN 电压 开始在每个开关周期中提供一致的 控制信号 我们发现，对于 1 微亨 输出 [听不清]，0.68 微亨的弱阻尼 设计就足够了 此外，此测量波形还证明 零阻尼下频域中的 [听不清] 减小了双峰效应 C_01 的上纹波降低 然后两个电容电压的差距变小 从而在每个开关周期中 产生更一致的谐振电流幅度 这张幻灯片为您提供了示例选择指南 有趣的是，阻尼电感器尺寸 要比主电感器小得多 并且类似于 1206 电容器 此外，由于电感器的绕组电阻可以是 一个自由阻尼电阻器 因此实际实施中的阻尼网络只有一个 组件 让我们总结一下我们在本次中所讨论的内容 首先，论证了采用 TI 新型 TCF 芯片组的 ACF 的效率优势，并与工作 频率高于 130 千赫的高密度 45 瓦适配器上的 QR 反激式进行了比较 其次，提出了一种独特的 ACF 小信号 建模技术 比较了连续导通模式和 转换模式下的独特 [听不清] 特性 第三，展示了 ACF 在突发模式下的轻负载 效率优势 并且强调了稳定性和 SR 运行 问题 最后，介绍了两种纹波补偿技术和 串联阻尼方法 它们可以有效地稳定突发控制 环路和 SR 运行 我的演示到此结束