比较器应用 2

大家好，欢迎观看TI 高精度实验室 视频，其中介绍比较器应用，这是第二部分。 在本视频中，我们将介绍外部噪声如何影响 比较器的基本功能。 然后，我们将讨论迟滞的概念以及 如何使用它来解决噪声问题， 包括如何选择组件值以实现 不同级别的迟滞。 噪声是模拟电路中的常见考虑因素。 比较器是具有模拟输入和数字 类型输出的电路。 无论噪声是非固有噪声还是 固有噪声，都会影响比较器的运行。 但遗憾的是，数据表通常不 提供有关比较器的固有或内部噪声的 详细信息，因为比较器的固有 噪声很难描述。 在这里，我们展示了一个具有分压器的 比较器，该分压器向同相比较器输入施加 2.5 伏的 电压，以及一个信号发生器，该发生器向 反相比较器输入施加具有噪声的三角波。 查看输入和输出波形， 您可以观察到具有噪声的 三角波形及其关联的数字输出。 右侧图中用红色圈出的区域显示了 放大的结果。 查看该图，您可以看到 2.5 伏阈值附近的输入噪声可以 导致输出快速改变状态，这有时 称为振荡。 之所以会发生这种情况，是因为噪声会 导致输入围绕阈值快速上下移动。 它会持续前后改变状态，直到 输入电压保持在阈值以上，尽管 有噪声也是如此。 正如您可以想象的那样，这种由输入噪声 导致的振荡通常是不利的情况， 我们希望消除它。 例如，假设我们希望 对三角波边沿进行计数。 在计数中会将振荡解释为误差。 接下来，我们将考虑用于解决该问题的方法。 可以通过应用称为迟滞的技术 来降低噪声。 迟滞是一种可创建两个 不同阈值电平的正反馈。 第一个阈值针对输入信号何时 增大进行设置，第二个阈值针对输入信号何时 减小进行设置。 在该示例中，增大时的阈值 设置为 2.7 伏，减小时的阈值 设置为 2.3 伏。 该 400 毫伏的阈值间隔 设置了电路中的迟滞量。 这些阈值通过分压器和 反馈中的电阻器值进行设置。 让我们来考虑当输出为 5 伏高电平时的 电路运行情况。 请注意，在此情况下，576 千欧反馈 电阻器与分压器中的上电阻器 Rx 并联。 这会导致同相输入端的电压 等于 2.7 伏。 该 2.7 伏是上限阈值 VH。 由于比较器采用反相配置，因此 如果施加到反相输入的 信号高于该电压，输出将 从逻辑高电平转换为逻辑低电平。 现在，让我们来看看输出为低电平的情形，此时输出为 0 伏。 在这种情况下，576 千欧电阻器 与分压器中的下电阻器 Ry 并联，从而将下限阈值 VL 设置为 2.3 伏。 如果输入信号被驱动至低于 VL， 那么输出将从逻辑低电平转换为逻辑高电平。 VH 和 VL 之间的该 400 毫伏间隔 会针对输出状态的突然 变化提供保护，因为预期输入 噪声的水平远小于 400 毫伏。 让我们回到我们以前分析 过的同一电路，现在应用 400 毫伏的迟滞。 我们现在具有两个不同的阈值 -- 下限阈值为 2.3 伏， 上限阈值为 2.7 伏。 请注意，当输入波形增大时， 输出不会转换，直到 输入高于上限阈值 2.7 伏。 一旦输入高于 2.7 伏， 输出就不会再次转换，直到 输入低于下限阈值 2.3 伏。 只要噪声低于400 毫伏的迟滞 范围，您就不会看到我们以前 看到过的振荡，因此应根据您 期望在系统中看到的噪声来 设置使用的迟滞量。 德州仪器 (TI)提供的某些 比较器具有内置的迟滞， 但一般来说，内置迟滞的 量通常只有几毫伏。 该列表提供了多个具有内置 迟滞的比较器示例。 例如，采用推挽输出的 TLV3202 微功耗比较器具有 1.2 毫伏的迟滞。 TLV3501 高速比较器 具有 6 毫伏的迟滞。 请注意，如果您需要的迟滞大于 内部提供的迟滞，则具有 内置迟滞的器件仍然可以使用 我们在前一张幻灯片中介绍的外部迟滞电路。 此处显示的示例仿真 使用 TLV3501SPICE 模型。 输入波形 VG1是低电平三角波， 它显示了上限和下限阈值 VH 和 VL 发生的点。 请注意，仿真的迟滞大约为 5.4 毫伏 -- 这非常接近于数据表中指定的 6 毫伏。 此处的公式提供了确定 用于设置迟滞要求的 电阻器值的一般过程。 该特定的设计过程特定于 具有漏极开路或集电极开路 输出的同相比较器电路。 在该示例中，设计目标 是将迟滞设置为 100 毫伏，并且基准电压为 2.5 伏。 比较器的电源电压 VCC 为 5 伏。 这使输出摆幅等于5 伏最大值和 50 毫伏最小值。 我们必须首先选择上电阻器 R1 的值和Vref 分压器， 以及 Rpull-up。 选择这些值之后，我们就 可以轻松地计算电路中的其余电阻。 为了防止电流消耗过大，我们 要将 R1 设置为 100 千欧，并将 Rpull-up 设置为 10 千欧。 接下来，使用分压器公式，我们可以 计算 R2 的值，以便 创建所需的 2.5 伏 Vref 电压。 该值结果为 100 千欧。 然后我们计算R3，将其设置为 等于 R1 和R2 的并联 组合，这在该示例中等于 50 千欧。 最后，我们将使用此处 显示的公式计算反馈 电阻器 R4，其值取决于 R3、 比较器输出摆幅和所需迟滞电压的值。 结果是 R4 必须等于 2.43 兆欧。 这样就完成了必要的设计计算。 请记住，当Rpull-up 小于 R4 值的1/10 时，迟滞 电压将最精确。 在设计计算结束时，您应 始终仔细检查上拉 电阻器值，从而确保维持该关系。 在本例中，Rpull-up 为 10 千欧，R4 为 2.43兆欧，因此没问题。 现在让我们使用SPICE 仿真来验证 我们采用迟滞的设计。 在这里，我们显示了前一页中使用 TLV1701 比较器设计的电路。 向同相输入施加缓慢 移动的三角波，我们可以使用 光标来标记输出电压 转换的点。 在该示例中，我们看到当输入越过 VH 或上限阈值2.55 时，以及当输入 越过 VL 或下限阈值 2.45 时， 输出会转换。 这会导致 100毫伏的迟滞， 这非常符合设计目标。 让我们执行相同类型的设计过程， 这一次是针对反相比较器配置。 请注意，该电路的 输入信号连接到 比较器的反相输入，而在同相 电路中，它施加到同相输入。 在该示例中，设计目标 是将迟滞设置为50 毫伏，并且基准 电压为 2.5 伏。 电源电压和输出摆幅与以前相同。 这一次，我们要将 R1 设置为 10 千欧，并将 Rpull-up 设置为10 千欧，而在前一个示例中， R1 等于 100 千欧。 现在可以计算其余的电阻器 R2 和 R3。 请注意，该电路 配置的设计公式有所不同。 使用第一个公式计算 R2 可得到 10 千欧的值。 对于迟滞电阻器R3，第二个公式 可得到 490 千欧。 应再次仔细检查 Rpull-up 是否小于迟滞反馈电阻器 R3 的 10%。 查看 TINA-TI 中的设计，仿真结果 显示 VH 等于 2.52伏，VL 等于 2.47 伏，这对应于49.5 毫伏的 迟滞。 我们的设计目标是 50 毫伏， 因此这是很好的结果。再说一次，请记住 设计过程依赖于将上拉电阻器 设置为小于迟滞电阻器 R3 的 1/10。 请注意，这些设计过程，无论 是同相还是反相，都适用于 推挽输出比较器 -- 移除上拉电阻器即可。 让我们总结一下该视频的要点。 向比较器电路中添加迟滞可以 极大地帮助降低其输入噪声敏感度。 可以通过向比较器电路的 输入和反馈网络中添加电阻器来施加 迟滞。 这些电阻器值会影响基准 电压 Vref 以及上限和下限阈值 VH 和 VL。 请记住，这些电阻器的容差 将影响您的迟滞精度。 反馈电阻器的值通常要高于 其他电阻器，因此在同相 配置中它对分压器 施加的负载非常小。 请确保 Rpull-up 的值小于反馈 电阻器的1/10，以确保 实现精确的迟滞电压。 该设计过程也可用于推挽输出 比较器。 只需从电路中移除 Rpull-up， 并使用数据表中输出电压与输出 电流间的关系曲线通过 VOH 和 VOL 电平 来建立 VOmax 和 VOmin。 最后请注意，这些设计准则 适用于您的大多数迟滞需求。 不过，对于更复杂的电路，存在一些例外情况， 此时涉及其他的设计制约因素。 如需有关这些类型的 设计的指导，请尽管联系德州仪器 (TI) 的 应用工程师。 本视频到此结束。 谢谢观看。 请尝试完成测验以检查您对本视频 内容的理解。243