1.10 什么时候可以同步整流提高效率？

大家好！ 欢迎观看本次演示。 我叫 Bing Lu。 今天我要介绍的是同步整流什么时候可以 提高效率？ 本次演示是由我和Bernard Keogh 准备的。 这次培训将介绍什么内容？ 本次演示的目的是 尝试解释 SR 的工作原理，说明它们何时有效， 展示针对它们的各种控制方法， 指出一些需要注意的缺点，并提供一些设计 示例。 本次演示中将会提及的 器件型号包括UCC24612、UCC24610、 UCC24630 和 UCC24624。 相关参考设计包括台式机电源、 工业电源、电视机电源 以及 USB PD 适配器。 因此，本主题将与不同的应用相关， 尤其会介绍需要高效率 和更出色的热管理性能的 隔离式电源。 首先，我们将讨论同步整流。 如何工作？ 通常，我们使用二极管作为整流方法。 它很简单。 它会自动开启和关闭。 但是，我们可以用 MOSFET代替二极管， 使体二极管的方向与二极管整流器 相同。 因此，如果我们使用N 沟道增强型 MOSFET 作为开关器件，当我们关闭栅极时， 将看到通道关闭。 这样，电流仍然会流经体二极管， 就像存在二极管整流器一样。 但是，当开启MOSFET 时， MOSFET 会成为带有双向 连接通道的传导通路， 因此可以把来自体二极管的电流引导至 通道中。 如果我们可以控制 MOSFET 栅极， 将栅极导通为高电平，就能使电流流经体二极管。 所以，当电流应该流经体二极管时， 我们可以开启 SR 栅极。 而通道中的电流应该衰减到零时， 我们可以关闭 SR 栅极。 因此，MOSFET 与二极管同步工作， 从而实现所谓的同步整流。 为什么我们要使用同步整流？ 简单来说就是为了获得更好的效率和高功率 密度。 需要高效率有几个原因。 其中之一是达到效率标准。 DoE 和 CoC 都要求外部适配器 具有高效率，因此 必须满足效率标准 才能销售产品。 其他标准，比如 80 Plus， 也定义了台式机电源的 效率要求。 需要高效率的另一个原因 是提高功率密度。 例如，一些旅行适配器就有这种需求。 通常希望适配器尽可能小， 这样会更方便携带。 而对于其他用途，例如 DIN 轨电源， 通常希望它们具有更小的尺寸， 这样在同一机架中可以安装更多的电源 并提供更高的功率处理能力。 另一个原因是为了解决热问题 并提高可靠性。 由于 SR 能够降低传导损耗， 提高效率，并降低总体内部功率 损耗， 因此我们可以降低运行成本， 还可以减少需要消散的热量， 进而能够降低热管理成本， 消除二极管整流器热点， 提高稳定性、可靠性和使用寿命。 现在，让我们看看二极管整流器损耗。 二极管整流器中有多少损耗？ 这里有一个简单的例子，反激式转换器。 在反激式转换器中可以看到 输出电流全部流经输出 整流器二极管。 出现这种情况的原因是输出电容器 不接受直流电流。 所以，所有的直流电流都流经二极管。 不仅仅只有反激式拓扑存在这种情况， 分析整流器二极管时会发现许多 其他拓扑也会出现这种情况。 如果要计算二极管的损耗， 可以简单地将二极管正向压降 建模为固定值，即 V f，然后乘以 输出电压。 因此，功率与输出电流 以及正向压降成正比。 也就是说，较低的正向压降 在二极管上会产生较少的传导损耗。 如果假设电路的其余部分 具有 100% 的效率，那么可以轻松 计算出二极管整流器效率，即输出电压 除以输出电压加正向压降， 然后将其绘制在此曲线中， 此处假设正向压降 为 0.5 伏。 在这条曲线中可以清楚地看到， 输出电压较低时效率会 变差。 出现这种情况的原因是正向压降 成为了输出电压的较大部分。 所以，当输出电压较低时，整流器很有意义。 而当输出电压较低时，整流器的作用 就越来越小。 假设现在有1000 伏的输出电压， 使用同步整流器是否有意义呢？ 也许没有。 使用同步整流器可以减少多少 损耗呢？ 这里是肖特基二极管和同步整流器 之间的直接比较情况。 肖特基二极管，就是这一个25 安培 60 伏特的肖特基二极管。 在 10 安培时，该器件的正向压降 为 0.37 伏特。 我们可以把正向压降作为正向电流的函数 绘制在这条红色曲线中，这里的温度 是 125 摄氏度。 同时，我们找到一个同步整流器， 这个器件具有相同的额定电压 60 伏特。 另外，这个器件在 125 摄氏度时的 RDS(ON) 为 15.3 毫欧。我们同样可以 绘制另一条曲线，表示同步整流器 在不同正向电流下的正向压降。 在这条曲线上可以看到 10 安培时的相同数据。 这一条的正向压降 大约为 320 毫伏。 但这一条只有大约 150 毫伏。 因此可以大幅减少正向压降， 这意味着整流器损耗更小， 热应力更小。 具体有多少损耗，我们可以 通过对传导损耗进行建模以及 对电流进行建模来计算损耗，此处以反激式转换器为例。 对于这个特定的肖特基二极管， 我们可以使用固定电阻和固定压降 来逐步和线性地对其正向压降进行建模。 同时，我们可以通过RDS(ON) 对同步整流器的 正向压降进行建模。 与此同时，使用反激式转换器次级侧电流， 在此处的显示结果很像平均电流等于 输出电流的三角波形，假设占空比为 50%， 那么可以计算出均方根电流为这个数字， 而平均值为这个数字。 因此，我们可以把损耗模型应用于这个电流波形。 我们可以计算二极管损耗和 SR 损耗。 从这条曲线可以清楚地看到， 从二极管更改为 SR可以节省 50% 以上的 传导损耗。同样的计算方法也可以运用于 其他拓扑，比如 LLC。 然而，LLC 转换器比反激式转换器 稍显复杂，因为电流现在是三角形。 这里还有一个例子，我展示的是 UCC24624，这是一个SR 控制器，用于驱动 LLC 转换器的两个 SR。 在这个例子中，我们可以把次级侧电流近似为 经过整流的正弦电流。 这里的平均电流等于输出电流。 每个 SR以正弦方式 承载一半的电流。 因此，我们将看到流过 S1 的平均电流 和流过 S2 的平均电流 等于输出电流的一半。 此外可以基于正弦形状来计算 它们的均方根电流。 虽然 LLC 电流不是严格的正弦电流， 但正弦形状可以给我们提供非常好的均方根电流 近似计算方法。 获得均方根电流和平均电流后， 就可以回到损耗模型， 并计算 SR 的传导损耗。 在我们了解 SR 的工作原理之后， 现在我们应该提出的一个重要问题是， 我们要如何控制这个 SR？ 首先，有一些拓扑非常简单。 它们无需任何专用控制器 IC 就可以 实现 SR 控制。 这里有一个例子。 这个 PMP8740会使用 UCC28950 这种相移全桥控制器 来同时控制初级侧控制器开关 和次级侧 SR。 SR 的控制信号来自初级侧 控制器。 其他一些拓扑，比如同步降压拓扑 或有源钳位正激式拓扑，可以采用相同的控制方法。 例如，在同步降压拓扑中， 对同步整流器的 控制与控制开关是互补的。 所以只需设计和估算 这段时间来防止两个开关之间发生 击穿。 我们可以控制同步整流器。 在有源钳位正激式转换器上， 甚至可以使用自驱动方法， 即变压器两端的电压 可用于直接驱动同步整流器 并实现控制。 不过，还有其他一些拓扑， 比如反激式、有源钳位反激式或 LLC 等拓扑， 由于上述复杂性，确实需要专用的 SR 控制器。 有一种 SR 控制方法基于 V DS 检测。 我们在 UCC24610 中实现了这一点。 这种控制方法基于对 SR 漏源极 之间电压降的观察。 下面我们举例说明。 在体二极管导通之前，SR 电压处于高位。 当电流开始流经体二极管时， SR 两端的电压降就是这个体二极管的压降。 如果我们能设置一个阈值 V TH_ON， 一旦 V TH_ON 两端存在电压，我们便知道 电流正在流经体二极管，我们就可以开启 SR 了。 一旦 SR 开启，这个通道就会 变成一个电阻器，这样就能 用来检测流经 SR 的电流。 当电压降非常接近于 0 时， 我们知道电流也接近于 0， 我们可以设置另一个阈值 V TH_OFF 来关闭 SR。 因此，可以实现两个比较器 来控制 SR 的开启和关闭。 这种控制方法对拓扑没有限制。 但是，必须设计这些比较器， 使它们能检测非常高的电压， 而且还能检测非常接近 0 的电压， 因为我们希望这里的电流达到 0 并随后关闭 SR。当电压非常接近 0 以后， 就必须处理噪声、比较器 精度，等等。 我们无需设计非常精确的 比较器以及使用过去实现的其他方法， 而是采用伏秒平衡技术，比如 UCC24630。 这款控制器利用了DCM 反激式拓扑中的 伏秒平衡特性。 在 DCM 反激式拓扑中的每个开关周期内 都会实现伏秒平衡，如此图中所示， 在每个开关周期中，变压器的 励磁电流从 0变为最大值， 然后在每个开关周期中再从最大值复位为 0。 这告诉我们，当电流 达到 0 时，正伏秒等于 负伏秒。 因此我们可以使用这一特性来控制 SR 的关闭。 因为这个电路基本上就是一个积分器， 所以对噪声的敏感度要低得多。 但是，只有在 DCM 运行期间才能实现伏秒平衡， 使用 CCM 时，虽然在稳态 运行期间是平衡的， 但在过渡期间不能实现伏秒平衡。 所以这种方法不能直接实现。 必须依赖其他技术 才能在 CCM 条件下运行。 此外，这种方法也不适合 LLC 和 有源钳位反激式拓扑等拓扑结构，虽然电路 仍然实现了伏秒平衡， 但电流过零点 不是伏秒平衡点， 因此将无法控制 SR。 VDS 检测方法更大程度上是一种通用的控制方法， 因此我们将花更多的时间介绍这种控制方法。 在我们弄清楚控制方法之后， 接下来需要回答的一个问题是，应该选择 哪一种 SR？ SR 的额定电压很简单。 这是由拓扑决定的。 所以，我们在选择 SR 额定电压时 实际上并没有太多自由度。 但是可以自由选择 FET 的大小以及需要多低的 RDS(ON)。 通过前面的分析可以知道，使用 SR 的 全部目的就是试图减少传导损耗。 所以我们应该选择尽可能低的 RDS(ON)。 但是，如果看一下VDS 检测的控制方法， 我们就知道当这个电流达到 V TH_OFF 时 表示正在关闭 SR。 关断电流实际上等于 V TH_OFF 除以 RDS(ON)。 RDS(ON) 较低时比 RDS(ON) 较高时 关闭 SR 的时间要早得多。 一旦 SR 关闭，其余电流 都将流过体二极管。 因此，即使选择较低的 RDS(ON) 之后， 当 FET 导通时，传导损耗 会低得多， 但由于 SR 的关闭时间会早得多， 最终可能会产生更高的传导损耗。 所以，必须注意关断阈值的 负面影响。 所以，选择的 RDS(ON)不能太小， 否则，可能得不到想要的结果。 除了传导损耗，我们还 必须注意开关损耗。 整体 SR 损耗包括传导损耗、开关损耗 和驱动器损耗。 传导损耗取决于 RDS(ON)，但前提是能够完美控制 SR。 但是，开关损耗和驱动器损耗 都与寄生电容成正比。 我们都知道更低的 RDS(ON)意味着更高的电容。 较低的传导损耗通常会带来 较高的开关损耗。 这里显示了两条曲线，根据设计，一条使用较低的 RDS(ON)， 另一条使用较高的 RDS(ON)，我们可以看到在不同负载下 能够实现的效率。 所以可以看到，如果使用更低的 RDS(ON)， 可能可以在更重的负载下实现更高的 效率。 但是，由于更高的开关损耗， 在更轻的负载下将出现更低的效率。 另一方面，如果选择更高的 RDS(ON)， 重负载的效率可能会更低，但在更轻的负载下， 效率可能会更高。 因此，为 SR 选择合适的RDS(ON) 实际上是一种 权衡利弊的过程。 还有一点必须注意，根据效率标准的要求， 必须以四点平均值的方式进行效率计算。 因此，轻载效率与重载效率 同样重要。 而且，一些效率标准 还需要 10% 的效率才能达到一定的水平。 SR 面临的挑战之一 是如何处理连续传导负载。 在不同的拓扑中，比如在反激式、正激式和 LLC 拓扑中， 经常会在 CCM条件下运行， 在这种情况下，电流将进入连续传导。 对于 LLC，当开关频率 高于谐振频率的时候，我们将 在初级侧开关关闭后看到非常高的 di/dt 点位。 所以，这种情况下我们也可以看到 这类似于 CCM 运行模式。 在所有这些运行情况下 都将看到控制器必须处理这个高 di/dt。 因此 SR 控制器必须能够极其快速地响应。 让我们来看看这个 di/dt 的更多细节。 对于反激式转换器，在开始时的 次级侧导通期间， 可以看到di/dt 由 输出电压和磁化电感决定。 一旦初级侧接通，初级侧 和次级侧都将导通，而电流 开始减小。 这个电流减小斜率di/dt 实际上 由输入电压和输出电压所共同决定， 而这些电压是在漏电感上提供的。 由于电压高得多且电感低得多， 因此这个 di/dt将远高于这里的 di/dt。 此外，SR 控制器应该能够 正好在过零点处关闭 SR。 如果 SR 控制器的响应速度不够快， 那么可能会延迟关闭。 这种情况将产生负电流， 进而造成实际损耗。 而且有可能会引入电压应力。 所以，比较器需要非常快速地响应 以便最大限度减小负电流。 这些情况提醒了我们二极管反向恢复问题。 所以在这里，我将展示一种典型的二极管反向恢复情况。 这是二极管的压降。 我们可以看到，在二极管电流过零后， 它也不会关闭，一直到TR 的 TA 时间到期为止。 这意味着，这相当于SR 关闭延迟。 从这个表中可以看出 反向恢复越糟糕， 在进入 CCM条件后产生的 开关损耗就越大。 这就说明了在 CCM 条件下 运行时具备能够响应高 di/dt 的 SR 控制器有多么重要。 一旦了解这一情况后，可能就会产生疑问， 为什么我不早点关闭 SR， 这样我就不会延迟关闭了？ 我们必须考虑两种情况。 如果过早关闭 SR， 那么将会发生的情况就是，电流最初是 流经 SR 通道的， 当源极关闭 SR 时，电流将会 开始流向体二极管。 因此，即使不处理SR 关闭问题， 也要处理体二极管反向恢复 问题。 另一方面，如果太迟关闭 SR， 那么完全不必处理 体二极管，但是要处理 SR 关闭延迟问题。 因此，作为底线，我们希望 击穿时间或SR 关闭延迟时间 应该短于体二极管 反向恢复时间，对于 TA 部分， 我们希望短于这个时间，这样就 不会比体二极管的行为更差。 另一件事情就是，必须注意 二极管模式期间的CCM 运行情况， 例如，在启动期间 或过载条件下，控制器可能 完全掉电。 在这种情况下，SR 必须安然度过它的体二极管 反向恢复时间。 此外，如果能够访问主开关的开启信号， 这也可能对时间控制有所帮助， 因为这样可以在正确的时间关闭 SR。 例如，使用同步整流器降压转换器。 在同步降压转换器中，可以在正确的时间 关闭 SR，从而最大限度减小反向恢复时间。 SR 的其他挑战包括 应对寄生振铃或噪声。 对于反激式转换器，如果在 DCM 模式下运行， 通常会观察到两次振铃。 第一次振铃是 SR 开启后的 泄漏复位振铃。 在 SR 开启后，泄漏复位， 此时将出现大量噪声。 如果对这种情况不采取应对措施， SR 可能会立即关闭。 在 DCM 部分，开关节点电容器 将与磁化电感器一起共振。 这样将会产生大型振铃， 并且这可能会低于地电平。 这样会开启体二极管，并且 SR 有可能会 在错误的时间开启。 所以，还需要一些方法处理 DCM 振铃问题。 我们经常使用消隐时间 来避免强制关闭或强制开启。 一旦在 LLC转换器中运行， 消隐时间有时会变得很方便。 我们在前面讨论过，LLC 转换器的电流形状 是正弦曲线。 如果观察电流形状，可以发现， 导通开始时和结束时的电流都非常小。 因此 SR 控制器实际上无法分辨 这一点的小电流或这一点的小电流。 所以可以开启 SR并立即关闭。 为了避免导通时间过短， 我们通常设置一个最短导通时间， 使 SR 电流稍微增大一点， 这样可以长时间保持导通。 因此可以在正确的时间关闭 SR。 最短导通时间在 LLC 条件下也有帮助。 当我们使用 V DS 检测来控制 SR 时， 需要注意的另一件事是寄生电感器的影响。 当我们检测到 V DS 时， 实际上检测到的电压是该通道上的 SR 电压与寄生电感电压的 组合。 虽然可以通过优化布局 来最大限度减少寄生电感，但封装电感 始终存在。 因此，检测到的整体电压 是 RDS(ON) 电压和 L di/dt 电压。 以 LLC 电流为例， 可以看到，在上升沿期间， 当电流增加时，因为 di/dt 为正， 控制器看到的电流比预期的要多。 另一方面，在负斜率期间， 电流下降时，di/dt 为负， 因此，控制器看到的电流 小于实际电流。 因此，控制器可能会过早关闭 SR。 然后在 SR 关闭后，其余电流 流过体二极管并产生较大的传导损耗。 为了避免这种情况，首先要做的 就是选择具有低封装电感的器件， 以便最大限度缩短这个时间， 使这些关断点尽可能靠近末端。 我们在控制器UCC24612 和 UCC24624 中 实现的另一种技术， 就是使用所谓的比例栅极驱动器。 比例栅极驱动器的理念在于， 尽可能降低栅极电压。 我们不需要完全开启 SR， 而是将其设置为低压固定正向压降。 在这段时间内，即使增加传导损耗， 但由于电流很小，因此传导损耗的 增加量处于最低限度。 但是，这种做法可以带来额外的好处。 首先，我们将它关闭后， 电压电平将接近MOSFET 阈值电压。 因此，如果进入 CCM 运行模式， 延迟将会缩短。 而且，因为我们会产生更高的压降， 所以即使仍然远低于二极管的整个压降， 但是，它对寄生电感器将不会 那么敏感。 所以可以大幅减小关闭位置与 零交叉点之间的距离。 这里有几个例子。 这个 PMP 设计和 28780EVM两个都使用 24612 在 LLC 和有源钳位反激式转换器上 实现高效率。 我们可以把同步整流器 放置在不同位置。 观察这里的这个波形可以看到， 我用二极管简化了整流器。 因此可以看到，我可以在正通路上放一个二极管， 或者我也可以在负通路上放一个二极管。 它们都可以整流输出电压。 将二极管放在不同位置 有不同的结果。 如果我们将 SR 放在高侧， 当然它更难驱动，因为源极在这里， 输出接地在这里， 所以，更难驱动 SR。 可能需要进行电平转换，或者需要高侧偏置。 但是可以带来更好或更低的 EMI。 我们之前讲过这里，如果观察所有的红色箭头， 可以看到这些是共模电流。 两个开关节点：这里和这里。 这里的开关节点是初级侧开关节点， 开关节点波形看起来是这样的。 如果我们看一下这里的上升沿， 一旦开关节点升起，当关闭开关时， 开关节点将上升。 同时，次级侧开关节点 也将上升，试图开启整流器。 在此期间，因为这个上升沿 会迫使电流从初级侧通过 C2 流向次级侧， 而这个上升沿会迫使电流 通过 C1 从次级侧流向初级侧， 所以，这两个电流实际上可以相互抵消 并有助于改善 EMI。 另一方面，可以将整流器 放在底部。 低侧 SR 可以带来一些好处， 即以输出接地为基准，便于驱动。 而且可以轻松偏置 IC。 但是，如果查看开关节点和 共模噪声，当初级侧关闭时， 开关节点上升，次级侧开关节点 实际上会下降以便让整流器导通。 然后会有更多电流流过 C2， 而没有电流流过 C1。 所以抵消效应没有了。 最终将产生更多的 EMI 噪声。 在实现同步整流器之后， 必须注意偏置、驱动和 EMI 噪声。 总结一下，SR MOSFET相对于二极管 提供更低的导通压降和传导损耗。 SR 可能并非总是合理的选择。 具体要取决于输出电压和输出电流 以及功率级别。 注意低 RDS(ON) 和高 C OSS 之间的权衡。 注意 RDS(ON) 变得过低对于 V DS 检测控制 所带来的影响。 注意过早关闭和体二极管反向恢复。 实际上，这可能比短 CCM 击穿更糟糕。 另外，请注意低侧整流的 EMI 影响。 这里有一些阅读材料 有助于进一步理解本次演示的 内容。 本次演示就到这里。 感谢您的关注。570