第 1 部分

大家好！ 我叫 Brian King 是德州仪器 (TI) 的 系统应用专家 在本视频中，我们将讨论 高功率密度、高效率适配器的 设计注意事项 本课程将涉及驱动交流/直流 适配器的基本要求并简单介绍 有源钳位反激式拓扑 和德州仪器 (TI) 的 UCC28780 控制器 我们还将涉及高功率密度适配器的 一些重要设计注意事项，最后， 我们将回顾基于 GaN 的 65 瓦 USB PD 适配器设计 这些概念适用于高效率系统 且通常限制在大约 100 瓦或更低的功率 此演示分为两个视频 在第一个视频中，我们将介绍此处 列出的前两个项目 我们将介绍交流/直流电源适配器的基本 要求和有源钳位反激式拓扑结构 美国能源部标准和欧洲行为 准则等监管标准推动了 交流/直流适配器的 效率提升 这些标准鼓励 IC 制造商 开发新一代控制器， 以达到以前无法达到的效率 同时，这些监管标准 还推动不断减小轻负载和 无负载情况下的功率损耗 此外，客户也要求更小的外形 随着功率越来越高，而封装却越来越小 适配器的功率密度在不断提高 这可以通过在更高的开关频率下实现 更高的效率来实现 影响新式交流/直流适配器的另一个 因素是 USB Type-C 电力输送技术的采用 电力输送即 PD 这个较新的 USB 规范正在 推动市场向更加标准的交流/直流 适配器方向发展 为了符合 USB-C PD 规范 电源必须能够支持可调节的 输出电压，其范围可能 从低至 3.5 伏到高达 20 伏 不管是针对满载条件 还是部分负载条件，效率要求都在不断提升 对于此处所示的曲线图，需要注意的是 x 轴是铭牌功率， 即电源的额定满功率负载 上面的四条曲线显示了平均效率 分别是在电源额定功率的 25%、 50%、75% 和100% 这四种负载条件下测量的 效率的平均值 您可以看到，仅仅具有良好的满载功率效率 已经不足以满足要求 现在，您还必须在这些部分 负载水平保持良好效率 以便满足上述标准 欧洲行为准则额外规定的 10% 功率效率要求进一步强调了 这一点，如这张幻灯片上的下面两条曲线所示 空载或待机条件下的功耗 也受到了严格监管 这些限制因电源额定功率和监管 机构而异 欧洲行为准则要求额定功率 不超过 50 瓦的适配器的待机功耗 必须低于 75 毫瓦 为了满足这些待机功耗限制 必须使用可在空载 条件下支持超低功耗模式的 新式控制器 随着向旧拓扑应用新的适配技术 以及 GaNFET 等宽带隙器件的出现 适配器的功率密度在不断提高 通过对近年来的产品进行抽样调查，发现这种 趋势非常明显 目前的技术发展水平已经达到了 每立方英寸 20 瓦以上 在本演示的后面部分，我们将会看到 有源钳位反激式和 GaNFET 将会进一步推进这一趋势 TIDA-01622 参考设计是一个很好的 65 瓦 USB-C PD 适配器示例 该适配器在有源钳位反激式拓扑中采用了 GaNFET 在 65 瓦条件下，该设计的 平均效率比行为准则要求的值 高 3% 此外，空载功率损耗低于 50 毫瓦 所有这些都是在非常小的外形下实现的 使得功率密度超出 30 瓦/立方 英寸开放框架 在接下来这一部分，我们将会介绍 有源钳位反激式拓扑 和 UCC28780 控制器 让我们来看看传统无源钳位 反激式的局限性 该幻灯片左下角的 波形图显示了无源钳位反激式 初级侧的典型波形 当低侧开关断开时 磁化电流会转移到 次级侧 但是，泄漏电流会继续 经由初级侧流入钳位电路 直到泄漏电感耗尽所有 泄漏能量 这会在低端开关上产生高电压尖峰 并且许多泄漏能量都作为钳位 电路中的损耗被消耗掉 钳位电路中的损耗可以通过这个公式来估算 钳位电压 越接近输出电压 钳位损耗越高 一个关键的点是，钳位电路中的损耗 与开关频率成正比 在泄漏能量耗尽之后 输出二极管会继续传导 直到磁化电流降低到 0 安 在输出二极管关断之后 系统中的剩余能量 将会导致磁化电感与开关节点 电容之间出现谐振 这种谐振将会逐渐消失 在下一个开关周期中，低侧开关将打开 且其电压较高，这会导致额外的 开关损耗 注意，这些开关损耗也与开关频率 成比例 钳位损耗和开关损耗 结合在一起，成为了无源钳位 反激式中较高开关频率运行的障碍 右下角的图表量化了这两个 损耗在 30 瓦适配器的全部输出功率中 所占的百分比 我们可以看到，虽然二者在 100 千赫 开关频率下的占比都只有大约 2% 但在 300 千赫开关频率下，它们都达到了超过 5% 所以你们可以看到，这两种损耗确实是 无源钳位反激式的高开关频率运行的 障碍 这张幻灯片展示了有源 钳位反激式与先前幻灯片上的无源钳位 反激式之间的原理区别 对于有源钳位反激式，我们 将使用谐振钳位电容器和高侧 FET 来代替消耗性的 钳位电路 这一高侧 FET 将会与低侧 FET 互补 现在，泄漏电感可以与 该钳位电容器发生谐振 而不是像在无源钳位电路中 那样，将泄漏能量消耗掉 通过这种谐振，泄漏能量 会暂时存储在钳位电容器中 而后重新进入负载 所以这基本上消除了钳位损耗 此外，如果有源钳位拓扑 在转换模式下运行，则有可能实现 零电压开关，或者说 ZVS 这依赖于控制高侧钳位 FET 从而在每个开关周期中 仅产生少量负电流并将其 用于在开启低侧 FET 前完成开关节点 电容放电 为了实现 ZVS 由该负电流存储在磁化 电感中的能量必须超过存储在开关节点 电容中的能量 最好是使用具有低输出电容的 FET 以便尽可能减少实现 ZVS 所需的 负电流 这将允许您实现更高频率的运行 从无源钳位反激式迁移至有源钳位 反激式时将会存在一些折衷 虽然在转换模式下运行的有源钳位反激式 将会消除钳位损耗和由于 C OSS 造成的开关损耗 但是其他损耗因子将会略有提升 首先，由于实现 ZVS 需要一些负电流，因此这些负电流 会增加峰峰磁化电流 进而增加磁芯损耗 这是在采用转换模式的有源钳位反激式中 优先选择低 C OSS FET 的 主要原因之一 此外，请仔细观察钳位电路中的电流波形 注意，有源钳位反激式中的钳位电流 具有较高的 RMS 值 这是由于钳位电容器中的泄漏 能量谐振造成的 这些额外的电流还将流入钳位 FET 和 变压器的初级绕组 因此，与无源钳位反激式相比 有源钳位反激式中的初级绕组的 铜损耗往往更高 在大多数情况下，通过消除钳位 损耗和开关损耗而节省的功率 将会远远超过因额外的 内芯损耗和变压器绕组损耗 而增加的损耗 这张幻灯片显示了使用 UCC28780 的有源钳位 反激式的简化原理图 该控制器支持使用硅 FET 或 GaNFET 的 有源钳位反激式设计 该控制器具有内部算法 用于确保使用实现 ZVS 所需的 最小负电流 因此，它可以在高达 1 兆赫的频率下工作 实现了非常小的外形， 尤其是在使用 GaNFET 时 UCC24612 是一种高频同步整流器 控制器 旨在用于有源钳位反激式等高频应用 它支持高达 1兆赫的工作频率 且可承受高电压，能够在超过 20 伏的输出电压条件下使用 它采用了智能 Vds 传感控制和比例栅极驱动 从而使同步 FET 成为理想的二极管 在这里，我们将会介绍一些相关概念 以便您了解 UCC28780 如何优化实现 ZVS 所需的负电流 高电压传感网络会直接 测量低侧 FET 漏极上的电压 该信息会被馈送至 ZVS 鉴别器 用以判断是否在相应开关周期内 实际实现了 ZVS ZVS 鉴别器的输出 会被馈送至自适应 ZVS 控制装置，该装置 将根据是否实际实现了 ZVS 在下一个开关周期中增加或减少高侧 FET 的 导通时间 该自适应控制装置允许 UCC28780 在整个输入和输出电压工作范围内 实现 ZVS 它还使得该器件能够很好地耐受 外部组件中的变化，例如 变压器中的电感 通过我们到目前为止介绍的节能概念 适配器已经能够在最大负载下实现非常高的效率 但是，正如我们前面所讨论的 当今的适配器还需要在部分 负载直至空载条件下保持这种良好的效率 转换模式的一个固有问题是 开关频率会随负载减小 而增大 如果允许频率增加太多 则与频率相关的损耗将会变得过大 为了缓解这个问题，UCC28780 在负载减小过程中采用多种运行模式 在最大负载条件下，UCC28780 将会在全转换模式下运行 并通过对峰值电流进行调幅来调节 输出电压 我们将这种运行模式称为自适应调幅 或 AAM 在 AAM 下，随着负载的减小，频率增加 在某个点上，频率达到最大频率 钳位，实际上，用户可通过编程设置该值 达到这个最大频率后 控制器会进入所谓的自适应 突发模式或者说 ABM 在 ABM 下，UCC28780 会 在较低的突发频率下对高频 开关脉冲进行子调制 UCC28780 会在负载进一步 降低时减少每个突发 数据包的脉冲数量，从而防止突发频率 降至 25 千赫以下 这能够避免产生可闻噪声 在 25 千赫下，当负载降至 每个突发数据包只有两个脉冲的点时 UCC28780 会进入低功耗模式 或者说 LPM 在这种低功耗模式下，高侧驱动器被禁用 并且允许进一步降低峰值电流 然后在接近空载的条件下 进入待机模式，此时峰值电流 达到最小值，并且允许突发频率 达到非常非常低的水平 本演示的第一个视频到此结束 请在第二个视频中继续与我 进行讨论，届时，我们将了解有源 钳位反激式的设计注意事项