第 2 部分

欢迎回来 我叫 Brian King，是德州仪器 (TI) 的 应用专家 讨论高功率密度、高效率适配器的 设计注意事项的演示由两个视频组成 这是其中的第二个 在本视频中，我们将探讨有源钳位 反激式的功率级的设计注意事项 并回顾 65 瓦USB-C PD 适配器设计 影响有源钳位反激式 设计的最重要决定之一是 在 GaN FET 和硅 FET 之间的选择 一般来说，使用 GaN FET 的设计往往 可实现比使用硅 FET 的设计高 1% 到 2% 的效率 当然，许多因素都可能 改变这一数据，比如设计的 功率水平或您尝试使用的 工作频率范围 GaN 由于其低输出电容而具有明显的 优势 这需要驱动较少的负电流 以实现 ZVS 因此，这允许基于 GaN 的 设计在较高频率下实现 更高的效率，最终导致更高的 功率密度 然而，GaN 是一种新兴技术 而且目前成本高于硅 因此，对于成本较敏感的应用 可以使用硅 FET 但这将导致稍大的外形 低侧 FET 的 RMS 电流 将会高于高侧 FET 因此，您通常会在高侧 选用电阻比低侧的 FET 高的 FET 实际 FET 的选择，不管是 GaN 还是硅 依然是归结为导通电阻和输出 电容之间的权衡 因此，在电源设计的原型设计阶段 请准备好尝试指定器件系列内的 不同 FET，以找到最佳的低侧和 高侧 FET 配置 德州仪器 (TI)提供了一些非常有用的设计计算器工具 可以帮助您选择 FET 和 有源钳位反激式 要下载这些工具，请访问 TI 网站上的 UCC28780 产品页面 另一个会影响设计总功率 密度的决定是 变压器内芯尺寸和材料的选择 我们在这里列出了与有源 钳位反激式搭配用于各种功率级的 一些典型内芯尺寸 当然，这依赖于其他变量 比如对工作频率的选择 因此，这更多地是用作选择内芯 尺寸时的建议起点 较为激进的设计可能会使用较小的内芯 而较为保守的设计 则可能选择较大的内芯 内芯材料的选择也会影响内芯损耗 过去的准驻留反激式通常 在 100 千赫及以下工作 现在，随着有源钳位反激式的出现 工作频率上升到了几百千赫 因此，需要对内芯材料的选择进行调整 高频材料，例如 N49 可在这些频率下提供较低的单位体积功率损耗 另外，对于开关频率较高的应用 ΔB 的较小降低幅度 便会在单位体积功率损耗或者说 Pv 中导致 较大的降幅如此处的示例所示 对于在 500 千赫下工作的 3F36 材料 将 ΔB 从 0.1 特斯拉降低至 0.08 特斯拉，也就是 20% 的降幅 将会实际导致 Pv 降低 50% 在使用有源钳位反激式时，完整的变压器设计 至关重要 不管是从内芯损耗角度，还是从铜损耗角度 都是这样 正如前面所说的，由于谐振钳位电流 有源钳位反激式中的 RMS 初级电流将会较高 此外，由于开关频率现在比传统的 无源钳位反激式高得多 因此需要特别注意趋肤效应和 接近效应 趋肤效应迫使电流 在单股的线束中流向导体的 外边缘 这有效地增加了电流遇到的 交流电阻 皮肤深度是指从电流密度 下降到大约 表面值的 1/e 或 37% 的表面的 深度 为了在不牺牲直流电阻的情况下减小 交流电阻，必须并联使用多股 直径较小的导线 次级绕组上需要的导线通常较少 USB-C PD 适配器的宽输出范围 也会给初级控制器带来偏置问题 输出电压可能会以 6:1 的 因数变化 初级偏置由变压器上的辅助 绕组产生，同样与输出电压 成比例 因此，辅助绕组电压 也将以 6:1 比率变化 辅助绕组上的匝数必须高到 足以在输出电压处于最低值时对控制器 进行偏置 但是，当输出电压被调整到 一个较高的值时，绕组电压就会过大 这里所示的电路通常用于 解决这个问题 它采用两个辅助绕组的叠加组合 当输出电压处于最低值时 从辅助绕组堆叠上的较高电压 获得初级偏置电压 当输出电压较高时 电压较低的绕组会提供偏置功率 并切断与较高电压偏置绕组 连接的分立线性电路 必须支持低至 3.3 伏的输出电压的适配器 通常还需要一个附加的次级辅助绕组 以便为空气放大器和 USB-C 控制器中的同步整流驱动器提供偏置功率 之前，我们讨论了一些空载功率要求 最近，我们 为笔记本适配器制定了额外的要求 称为微负载要求 这些微负载规范要求： 当负载为 250毫瓦时，输入 功率小于 500 毫瓦 有趣的是，事实证明 这个要求比实际的空载 功率要求更难以满足 这是由于，有时必须进一步 降低在 500毫瓦负载 条件下的工作频率，才能达到这些 激进的目标 您可以将右边所示的简单电路 添加到必须满足这种微负载规范的 适配器中 它使用一些来自 UCC28780 的 外部可用信号，这些信号是 RUN、REF 和 PWMA 信号，用于控制小信号 FET 小信号 FET 会在电阻分压器中切换到 电流检测网络 这增加了微负载条件下的 峰值电流 从而降低了工作频率 并允许我们降低功耗 任何电源设计都必须考虑布局 对于高功率密度设计 必须要充分利用所有可用的 三维空间 通常，使用一个大容量电容器要比使用两个 电容器节省空间 另外，一定要使用子卡 在反激式中，通常可以很容易地 将所有辅助组件放置在单独的 PCB 上 随着板尺寸的减小 很难再在单个蚀刻层上有效地 路由所有功率 通常，主板上需要具有四层 此外，在这些高功率密度适配器上 由于开关器件尺寸小且接近 输入滤波器，可能更加难以 减小 EMI 尽可能减小开关电流环路的环路面积非常 重要，正如需要尽可能减小具有高 DVDT 的蚀刻 表面积一样 UCC28780 产品说明书提供了更多 细节和指导 在最后一部分，我们将研究 TIDA-01622 65 瓦 USB-C PD 参考设计 这张幻灯片显示了参考设计的 详细概述 TI 网站上提供了许多有关此参考 设计的设计资料 本演示文稿在末尾的参考 部分提供了相关地址和直接链接 此设计涵盖了从 85 伏交流电到 265 伏交流电的 通用输入范围 输出可编程为 5 伏至 20 伏 且可提供高达 3.25 安的电流 峰值效率达到 94%，待机功率则小于 50 毫瓦 此设计采用了具有 GaN FET 的 UCC28780 以及 UCC24612，以驱动同步整流器 这里显示的效率数据 对应的是左边为 115 伏交流输入 右边为 230 伏交流输入时的情况 不同的曲线对应不同的输出电压 设置 请注意，即使负载从 100% 水平降低到 25% 水平，也仍然保持了高效率 这张幻灯片上的波形很好地 演示了 UCC28780 的 ZVS 运行 绿色波形是开关节点上的电压 粉红色波形是低侧 FET 的栅极驱动 从右边的放大图像可以看出 当高侧 FET 关断时 漏极电压被驱动到 0 伏 然后短时间后，应用低侧栅极脉冲 实现 ZVS 这里显示了不同工作模式下的 波形 同样，开关节点是绿色迹线 而低侧栅极信号是粉红色迹线 在重负载下，我们以自适应振幅模式开始 当负载降低到大约 50% 时 达到最大开关频率钳位并且 控制器在自适应突发模式下工作 随着负载进一步降低 每个突发数据包的开关脉冲数量减少 以便将突发频率保持在 25 千赫以上 最终，当负载降低到每个 突发数据包只有两个脉冲的点时 设备进入低功率模式，此时峰值 电流开始降低 在接近空载时，进入待机模式 此开关频率会降低到非常低的水平 我们在这里显示了组件在低线路 条件下的热图像 左边对应的是 90 伏交流电的极低 线路条件 右边是 115 伏交流电的标称 北美线路 电路板上最热的部分 是二极管桥和低侧 FET 在 90 伏交流电输入条件下，才刚刚超过 70 摄氏度 这里显示了实验室测量的传导 EMI 图 可以看出，在 20 伏和 3.25 安满载条件下 测量结果低于准峰值和平均 极限线 总的来说，结合了 GaN 等 新 FET 技术的先进的新型 控制器将提高效率并缩小适配器的尺寸 这里重点介绍的示例参考设计 演示了 UCC28780 如何实现超过每立方英寸开放