设计前端驱动电路

大家好，欢迎观看本TI 高精度实验室视频， 其中介绍如何设计用于驱动 差分输入模数转换器(ADC) 的前端电路。 在本视频中，我们要将使用两个运算放大器的解决方案 与使用一个全差分放大器或 FDA 的解决方案进行比较。 我们将使用从过去的全差分放大器和 运算放大器高精度实验室视频中学到的 知识，并将其应用于为 驱动 ADC 选择最佳配置的 此实际示例。 如果您尚未回顾以下高精度实验室 视频和 TI 内容，请回顾相关内容。 本视频中使用的许多理论、计算和 仿真都基于此内容，因此我们不会对其 进行详细讨论，而是简单回顾一下。 本视频涵盖的主题包括全差分 放大器或 FDA、噪声、稳定性、 THD 和稳定时间。 许多系统利用精密差分输入 ADC， 因为它们可以提供两倍的动态范围、 出色的共模噪声抑制 以及更高的信噪比或 SNR。 不过，源信号通常是单端信号。 为了驱动差分输入 ADC， 我们需要选择一个 ADC 驱动器， 该驱动器可以将单端输入信号转换为差分 信号。 在本视频中，我们将讨论用于执行该单端 至差分信号转换的两种 常用方法，并讨论哪种方法最适合 此应用。 本视频将以 TI 的全差分输入 SAR ADC ADS8910B 为例。 在讨论这两种方法之前， 让我们首先了解输入信号源和 ADS8910B。 在该示例中，输入信号源 是单端信号，具有 2 伏的 峰峰值振幅和500 千赫兹的频率。 ADS8910B 是一款差分输入 SAR ADC， 可支持负 vref 至正 vref 的满量程 输入范围，最大电源电压为 5 伏。 这意味着ADC 的输入 可以对任一输入上的 0 伏 至正 5 伏信号进行采样，从而使最大动态范围 为 10 伏。 为了确保我们不会达到 ADC 的电源轨电压， 我们需要一伏的输入信号摆幅 为负 4.6 伏至正 4.6 伏， 从而提供 9.2 伏的最大动态范围。 这意味着ADC 驱动器将 需要能够以4.6 的增益放大 输入信号并由5.2 伏的电源电压 供电。 该 ADC 的奈奎斯特带宽是采样率的一半。 ADS8910B 的采样率为 1 兆个样本/秒， 因此驱动器将需要支持大于 500 千赫兹的带宽。 该 ADC 在 100 千赫兹下具有负 110dB 的 THD。 驱动器应具有更佳的失真性能， 以便驱动器不会使总 THD 性能 降低。 如果分辨率为 18 位，ADC 的 最大动态范围为 10伏，则 ADS8910B 的最低有效位 或 LSB 大约为 38.14 微伏， 因此需要低噪声以保持输出信号的 完整性。 最后，目标是最大程度地 降低系统的功耗。 通过在 TI 的可用器件中进行搜索， 可以发现有两款符合我们讨论的标准的 放大器： OPA625 和 THS4551。 这两者均提供大于5 伏的电源电压， 具有高带宽值，提供低电压噪声 性能，具有相当于或优于该 ADC 的 THD 性能，并且具有很小的电流 以降低功耗。 OPA625 是单端输出运算放大器， 通过利用其中的两个放大器， 我们可以对其进行配置，以将单端信号转换为 差分信号。 THS4551 是一款全差分放大器， 不仅可以执行差分 至差分信号转换， 还可以支持单端至差分转换。 我们将通过噪声、稳定性、THD 和 稳定时间方面的理论、计算和仿真 来探索哪种配置可为精密 ADC 提供 最佳性能。 但我们必须首先为每种配置选择 电阻器值。 对于分立式解决方案， 我们需要利用两个具有不同电阻器值的 放大器。 在第一个放大器中，我们的输入电压 峰峰值为 2 伏。 我们需要的输出电压峰峰值为 4.6 伏。 因此，我们需要负 2.3 伏/伏的 增益。通过将 RF1 设置为 246 欧姆并将 RG1 设置为 107 欧姆， 可以实现我们需要的负 2.3 增益。 不过，ADC 的输入只能 看到 0 至 5伏的正电压。 由于此限制，我们需要 将输出电压改变项 vshift 大小。 在该示例中，将我们的输出电压 改变 2.5 伏会使输出从 0.2 伏摆动到 4.8 伏。 我们可以通过将 ADC 的电压基准 连接到每个放大器的 同相侧来改变输出电压，然后使用分压器。 在同相输入端，增益被视为同相， 为 3.3 伏/伏。为了将输出改变 2.5 伏， 我们需要在放大器的同相端添加一个分压器， 以输出0.7575 伏的电压， 因为 0.7575乘以增益 3.3 将得到输出电压值 2.5。 我们看到最佳的电阻器组合是 191 欧姆和 1,070 欧姆。 对于第二个放大器，需要使用负伏/伏的 增益来改变信号的极性。 将 RF 和 RG 设置为彼此相同的值 可使我们获得负 1 的增益， 我们的输出将看到0 伏至负 5 伏的电压。 如前所述，SAR ADC 的输入 需要该电压为 0 伏至 5 伏。 我们还必须使该放大器的输出电压 总共改变 5 伏。 运算放大器的同相侧看到 同相增益，对于我们的第二个放大器而言， 该增益将为 2 伏/伏。只要电阻分压器中的 电阻器值彼此相等， 基准电压就会减半。 在该示例中，我们的基准电压值为 5 伏， 因此所有电阻器均使用 470 欧姆的电阻器值。 对于该应用，FDA 稍微简单一些。 FDA 具有设置为 1 伏/伏增益的VOCM 引脚。我们只需 将 ADC 的电压基准引脚连接到 FDA 的 VOCM 引脚。 如果将基准电压设置为 2.5 伏， 那么我们的输出将改变 2.5 伏。 在 FDA 中，只要在 FDA 的反相侧 和非反相侧RG 和 RF 电阻器值 相互匹配，FDA 就会看到 反相增益。 使用 493 欧姆和107 欧姆的电阻器值， THS4551 将具有负 4.6 伏/伏的增益。 使用可通过以下链接 免费下载的模拟工程师计算器， 我们在任一侧将电荷桶电阻器和 电容器或 Rfilt 和 Cfilt设置为 690 皮法和 16.25 欧姆。 如果您想了解选择这些组件背后的 数学原理，请查看下面的链接， 观看 R-C 组件选择背后的数学原理。 要选择最佳的Rfilt 和 Cfilt 组合， 请查看或找到Rfilt 和 Cfilt 值 高精度实验室视频。 现在，我们可以分析每种配置的噪声、 稳定性、THD和稳定时间了。 噪声可定义为与所需信号相结合 并可导致误差的无用信号。 通常可以将其视为测量输出中的误差。 在此处，我们将查看通常由电路 组件产生的固有噪声。 主要影响因素是 放大器的内部电压噪声、内部电流噪声 以及放大器周围的组件，例如电阻器。 再说一次，本视频将聚焦于结果。 有关如何计算噪声和对其进行仿真的更多信息， 请观看 TI 高精度实验室运算放大器系列视频， 以了解详细步骤。 1/f 噪声计算可能很复杂。 避免这些计算的一种方法是查看 频谱密度曲线的噪声转角点。 噪声转角点是 1/f 噪声 与宽带噪声相交的点。 可以通过查看曲线中的弯曲情况 以图形方式对其进行估算。 如果放大器的噪声带宽是 噪声转角点的10 倍，则可以 忽略 1/f 噪声。 在该示例中，噪声带宽为 22 兆赫兹。 THS4551 的噪声转角点大约为 300 赫兹， 而 OPA625 的噪声转角点大约为 400 赫兹， 因此我们忽略 1/f 噪声。 我们不会详细介绍任一配置的 噪声计算，因为以前的 TI 高精度实验室视频已经对此进行了介绍。 不过，如果您需要，我们提供了相关的数学知识供您回顾。 为了谨慎地进行噪声计算， 我们需要分别查看两个放大器。 对于放大器一，总频谱噪声密度 乘以 2，正如我们在第一级和第二级中 看到的那样。 在第一级中看到的频谱噪声 与第二级无关。 由放大器一导致的总输出频谱噪声密度 为 21 纳伏/每平方根赫兹。 对于分立式解决方案中的放大器二， 通过执行与第一个放大器类似的过程， 我们得到22.5 纳伏/平方根赫兹的 总频谱噪声密度。 结合两个级的频谱噪声密度， 然后转换为总 RMS 噪声， 我们看到在分立式解决方案中， 我们得到 106 微伏 RMS 的总输出电压噪声。 为了确认该值，我们在TINA-TI 中对该配置进行仿真。 您可以通过依次选择“Analysis”和“Noise Analysis” 来执行噪声分析，然后绘制从 1 赫兹到 1 千兆赫兹的 总噪声图。 显示该图之后，查看曲线在较高 频率处变平的噪声值。 通过仿真，我们得到了 104 微伏的 RMS， 而我们的计算结果为 106 微伏。 不过，该噪声相当高。 导致该噪声值的一个重要因素 是我们在放大器的同相侧采用的 电阻器。 我们可以用来最大程度地降低 该噪声的一个技巧是在两个放大器的 分压器之后添加一个1 微法拉的电容器。 该添加基本上可以消除这些电阻器的噪声。 如果在没有分压电阻器的情况下重复该数学运算， 并且我们对同一电路进行仿真， 但这一次在 TINA 中使用一个附加电容器， 那么我们看到将噪声降低到了 87 微伏 RMS。 对于 FDA，我们以类似于分立式 噪声计算的方式计算噪声。 请注意，该配置既不是 一阶系统，也不是二阶系统。 因此，为砖墙校正因数使用 值 1.365。 通过计算，我们看到 FDA 输出上的 总 RMS 电压噪声为 92 微伏 RMS。 我们可以在 TINA-TI 中对该配置进行仿真， 以确认该值。 同样，您可以通过依次选择“Analysis”和“Noise Analysis” 来执行噪声分析， 然后绘制从1 赫兹到 1 千兆赫兹的 总噪声图。 通过寻找曲线在较高频率下 趋于平坦处的噪声值， 我们得到与 92微伏 RMS 计算值 相似的值。 总之，我们可以看到FDA 和添加了电容器的 分立式解决方案产生了相似的噪声水平。 添加这些电容器的不利之处在于， 它需要更多电路组件， 并且由于电容器需要时间进行充电，因此启动时间 可能会延迟。 总体而言，我们的目标是使噪声小于 1LSB。 我们的噪声比该值高一点， 但这在高增益应用中并不罕见。 为实现最佳稳定性，我们使用一条经验法则， 根据该法则，相补角需为 45° 或更大。 尽管电路可以在相补角 小于 45 度的状态下工作， 但这被认为仅是边缘稳定的， 并且会表现出明显的过冲和振铃。 有关放大器稳定器理论、 稳定性仿真以及如何使电路稳定的更多信息， 请观看有关运算放大器稳定性的 TI 高精度实验室部分， 下面提供了相关链接。 在 TINA 中创建电路并断开 反馈环路之后，我们可以通过 依次转到“Analysis”、“AC Analysis”， 然后选择“AC Transfer Characteristics” 来测试放大器的稳定性。 分立式解决方案和全差分放大器解决方案 都可以实现该测试。 对于分立式解决方案，我们必须分别测试每个 放大器的稳定性。 对于第一个放大器，我们断开反馈环路， 看看 AOL β 曲线或环路增益跨过 零 dB 区域处的相位裕度是多少。 当相位裕度大约为 52 度时，我们 可以确认第一个放大器是稳定的。 现在，我们断开第二个放大器的反馈环路， 看看当环路增益曲线跨过零 dB 区域时 相位裕度是多少。 当相位裕度大约为 39 度时， 我们可以确认第二个放大器仅是边缘 稳定的，可能会变得不稳定。 第二个放大器可能需要看到 电路的其他变化才能使其稳定。 最后，我们断开FDA 的反馈环路， 看看当环路增益曲线跨过零 dB 区域时 相位裕度是多少。 当相位裕度大约为 150 度时， 可以确认 FDA配置是稳定的。 我们将重点讨论的下一个领域是失真。 量化失真产物的一种 方法是将其传递函数展开成幂级数。 对于 FDA 等具有差分输出的放大器， 我们有两个传递函数用于 两个输出的通用扩展， 分别是方程一和方程二。 在此处，我们可以看到二次项会产生二阶谐波， 三次项会产生三阶谐波， 依此类推。 求出方程一和方程二的差分输出， 我们得到方程三。 在全差分放大器中， 奇次项保持其极性， 而偶次项始终保持为正。 在求出差分输出时， 会消除偶次谐波。 这意味着 FDA不会引入额外的 偶次谐波。 通过比较 THS4551和 OPA625 数据表， 可以看到该失真性能。 当电源电压为 5 伏，带宽为 100 千赫兹， THS4551 的增益为 1，OPA625 的增益为 2， 负载电阻为 1 千欧时， 我们看到THS4551 的 HD 2 和 HD 3 分别为负128dBc 和负 139dBc， 而 OPA625 的 HD 2和 HD 3 分别为 负 122dBc 和负 140dBc。 为了测试稳定时间， 我们需要了解在采集阶段结束之前， ADC 的空气电压稳定在 1/2LSB 以内 需要多长时间。 我们的驱动器应在 300 纳秒以内 稳定至大约 19 微伏。 请观看在下面提供了链接的“构建 SAR ADC 仿真模型” 高精度实验室视频，以便正确地 对 ADC 进行建模。 在构建模型并添加 ADC 驱动器之后， 您可以通过依次转到“Analysis”和“Transient” 并运行瞬态分析来测试稳定时间。 对于分立式配置，误差信号稳定在 1/2LSB 以内所需的时间大约为 141 纳秒，这短于ADC 300 纳秒的 采集时间。 我们 300 纳秒下的最终误差电压为 427 纳秒。 对于 FDA 配置，误差信号稳定在 1/2LSB 以内所需的时间大约为 206 纳秒，这短于 ADC 的 采集时间。 我们 300 纳秒下的最终误差电压 大约为 1.14 微伏。 综上所述，我们可以利用两种配置 来将单端信号转换为差分信号， 以驱动差分输入 ADC： 两个分立式放大器或一个全差分放大器。 在该示例中，我们使用了 THS4551 和 OPA625。 对于噪声，具有附加电容器的OPA625 和 THS4551 产生了 相似的噪声水平。 THS4551 经证实是稳定的，而 OPA625 经证实是边缘 稳定的，可能需要额外的电路修改 才能使其变稳定。 FDA 具有减少偶次谐波的额外好处， 从而使 FDA 的THD 性能优于 分立式放大器。 两种配置都会在 300 纳秒以内稳定。 分立式解决方案需要使用两个放大器， 因此会使运行放大器所需的 静态电流加倍。 最后，FDA 配置仅需要大约 9 个 组件，而 OPA625配置需要大约 16 个组件。 本视频到此结束。